Adó-vevő kvarcszűrő. Kvarcszűrők Az adó-vevő kristályszűrőjének beállítása

A kvarcszűrő, mint tudjuk, „egy jó adó-vevő fele”. Ez a cikk tizenkét alapvető kiválasztási kristály kvarcszűrő praktikus kialakítását mutatja be kiváló minőségű adó-vevőhöz és számítógéphez, amely lehetővé teszi ennek és bármely más keskeny sávú szűrőnek a konfigurálását. Az amatőr kivitelben a közelmúltban az azonos rezonátorokon készült kvarc nyolckristályos létra típusú szűrőket használták fő kiválasztó szűrőként. Ezek a szűrők viszonylag egyszerűen gyárthatók, és nem igényelnek nagy anyagköltségeket.

Számításukra és modellezésükre számítógépes programokat írtak. A szűrők jellemzői teljes mértékben kielégítik a minőségi jelvétel és -átvitel követelményeit. Az összes előnyük mellett azonban ezeknek a szűrőknek van egy jelentős hátránya is - a frekvenciamenet bizonyos aszimmetriája (lapos alacsony frekvenciájú lejtő), és ennek megfelelően alacsony négyszögletességi együttható.

Az amatőr rádióadások torlódása meglehetősen szigorú követelményeket támaszt egy modern adó-vevő szelektivitásával szemben a szomszédos csatornán, ezért a fő kiválasztó szűrőnek az áteresztősávon kívül legalább 100 dB csillapítást kell biztosítania 1,5... 1,8 négyzetességi tényezővel ( -6/-90 dB szinten).

Természetesen a veszteségek és a frekvenciamenet egyenetlenségei a szűrő áteresztősávjában minimálisak legyenek. -ban megfogalmazott ajánlások alapján egy tízkristályos létraszűrőt választottak, amelynek Csebisev karakterisztikája 0,28 dB-es egyenetlen frekvenciamenettel rendelkezik.

A szűrő bemenetével és kimenetével párhuzamos lejtők meredekségének növelésére további áramkörök kerültek bevezetésre, amelyek sorba kapcsolt kvarc rezonátorokból és kondenzátorokból állnak.

A rezonátorok és a szűrő paramétereinek számításait a pontban leírt módszer szerint végeztük. 2,65 kHz-es szűrő áteresztősáv esetén a kezdeti értékeket kaptuk: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. A szűrőáramkör és a kondenzátorértékek számított értékei az ábrán láthatók. 1.

A tervezés kvarc rezonátorokat használ a televíziós PAL dekóderekhez 8,867 MHz frekvencián, amelyet a VNIISIMS (Aleksandrov, Vladimir régió) gyárt. A választásban szerepet játszott a kristályparaméterek stabil ismételhetősége, kis méretei és alacsony költsége.

A ZQ2-ZQ11 kvarcrezonátorok frekvenciájának kiválasztása ±50 Hz pontossággal történt. A mérések házi készítésű önoszcillátorral és ipari frekvenciamérővel történtek. A párhuzamos áramkörökhöz tartozó ZQ1 és ZQ12 rezonátorokat a fő szűrő frekvenciájánál körülbelül 1 kHz-cel alacsonyabb, illetve magasabb frekvenciájú kristályokból választották ki.

A szűrő 1 mm vastag, kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve (2. ábra).

A fémezés felső rétegét közös huzalként használják. A lyukak azon az oldalon, ahol a rezonátorok fel vannak szerelve, süllyesztettek. Az összes kvarc rezonátor háza forrasztással csatlakozik egy közös vezetékre.

Az alkatrészek beszerelése előtt a szűrő áramköri lapot egy ónozott dobozba zárják, két levehető fedéllel. Ezenkívül a nyomtatott vezetők oldalán egy szita-elválasztó van forrasztva, amely a rezonátorok vezetékei között halad át a tábla központi tengelyvonala mentén.

ábrán. A 3. ábra a szűrő beépítési rajzát mutatja. A szűrőben lévő összes kondenzátor CD és KM.

A szűrő elkészítése után felmerült a kérdés: hogyan lehet otthon maximális felbontással mérni a frekvenciamenetét?

Otthoni számítógépet használtunk, majd a mérési eredmények ellenőrzése a szűrő frekvenciamenetének pontonkénti megszerkesztésével, szelektív mikrovoltmérővel történt. Rádióamatőr berendezések tervezőjeként nagyon érdekelt a DG2XK által javasolt ötlet, hogy egy kisfrekvenciás (20 Hz...22 kHz) spektrumanalizátor számítógépes programjával mérjük a keskenysávú rádióamatőr szűrők frekvenciamenetét.

Lényege abban rejlik, hogy a kvarcszűrő frekvenciaválaszának nagyfrekvenciás spektrumát hagyományos SSB detektor segítségével a kisfrekvenciás tartományba visszük át, a frekvencia megtekintését pedig egy spektrumanalizátor programmal felszerelt számítógép teszi lehetővé. ennek a szűrőnek a reakciója a kijelzőn.

Zener dióda zajgenerátort használnak a DG2XK nagyfrekvenciás jel forrásaként. Az általam végzett kísérletek azt mutatták, hogy egy ilyen jelforrás legfeljebb 40 dB-ig teszi lehetővé a frekvenciaválasz megtekintését, ami nyilvánvalóan nem elegendő a jó minőségű szűrőhangoláshoz. Ahhoz, hogy egy szűrő frekvenciamenetét -100 dB szinten lássuk, a generátornak rendelkeznie kell

az oldalzaj szintje a megadott érték alatt van, és a detektor jó linearitású, maximális dinamikatartománya nem rosszabb, mint 90...100 dB.

Emiatt a zajgenerátort hagyományos sweep generátorra cserélték (4. ábra). Az alap egy kvarcoszcillátor áramköre, amelyben a relatív spektrális zaj teljesítménysűrűsége -165 dB/Hz. Ez azt jelenti, hogy a generátor zajteljesítménye 10 kHz-en elhangolódik 3 kHz-es sávszélességben

135 dB-lel kisebb, mint a generátor főrezgésének teljesítménye!

Az eredeti forrás elrendezése kissé módosult. Tehát bipoláris tranzisztorok helyett térhatású tranzisztorokat használnak, és egy L1 induktorból és VD2-VD5 varikapusokból álló áramkört sorba kötnek a ZQ1 kvarcrezonátorral. A generátor frekvenciája a kvarcfrekvenciához képest 5 kHz-en belül hangolható, ami teljesen elegendő egy keskeny sávú szűrő frekvenciamenetének mérésére.

A generátorban lévő kvarc rezonátor hasonló a szűrőhöz. Sweep-frekvenciagenerátor üzemmódban a VD2-VD5 varikapcsok vezérlőfeszültségét egy VT2 unijunkciós tranzisztoron, a VT1 áramgenerátorral ellátott fűrészfogú feszültséggenerátor szolgáltatja.

A generátor frekvenciájának kézi beállításához egy többfordulatú R11 ellenállást használnak. A DA1 chip feszültségerősítőként működik. Az eredetileg elképzelt szinuszos vezérlőfeszültséget a szűrő frekvenciamenetének különböző szakaszainak egyenetlen áthaladási sebessége miatt fel kellett hagyni, és a maximális felbontás elérése érdekében a generátor frekvenciáját 0,3 Hz-re csökkentették. Az SA1 kapcsoló kiválasztja a „fűrész” generátor frekvenciáját - 10 vagy 0,3 Hz. Az MFC frekvenciaeltérése az R10 ellenállással van beállítva.

A detektorblokk sematikus diagramja az ábrán látható. 5. A kvarcszűrő kimenetéről érkező jel az X2 bemenetre kerül, ha az L1C1C2 áramkört szűrőterhelésként használják.

Ha a méréseket aktív ellenállással terhelt szűrőkön végzik, erre az áramkörre nincs szükség. Ezután a terhelő ellenállás jele az X1 bemenetre kerül, és az X1 bemenetet az áramkörrel összekötő vezetőt eltávolítják az érzékelő nyomtatott áramköri lapjáról.

A 90 dB-nél nagyobb dinamikatartománnyal rendelkező forráskövető egy erős VT1 térhatású tranzisztoron megfelel a szűrő terhelési ellenállásának és a keverő bemeneti ellenállásának. Az érzékelő passzív kiegyensúlyozott keverőáramkör szerint készül, VT2, VT3 térhatású tranzisztorok felhasználásával, és dinamikus tartománya meghaladja a 93 dB-t.

A tranzisztorok kombinált kapui a C17L2C20 és C19L3C21 P-áramkörökön keresztül 3...4V (rms) ellenfázisú szinuszos feszültséget kapnak a referenciagenerátortól. A detektor DD1 chipre készült referenciaoszcillátora 8,862 MHz frekvenciájú kvarc rezonátort tartalmaz.

A keverő kimenetén kialakuló alacsony frekvenciájú jelet a DA1 chipen lévő erősítő körülbelül 20-szorosára erősíti. Mivel a személyi számítógép hangkártyáinak viszonylag alacsony impedanciájú bemenete van, az érzékelő erős K157UD1 op-amp-tal van felszerelve. Az erősítő frekvenciamenete úgy van beállítva, hogy 1 kHz alatt és 20 kHz felett kb. -6 dB oktávonkénti erősítés lesz.

A lengésfrekvencia generátor kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra van felszerelve (6. ábra). A tábla felső rétege közös vezetékként szolgál, a vele nem érintkező részek vezetékeinek furatai süllyesztettek.

A tábla egy 40 mm magas dobozba van zárva, két levehető fedővel. A doboz ónozott fémlemezből készült. Az L1, L2, L3 induktorokat karbonilvas trimmerekkel 6,5 mm átmérőjű szabványos keretekre tekercseljük fel, és szitákba helyezzük. Az L1 40 menetes PEV-2 0,21 vezetéket, az L3 és L2 - 27, illetve 2+4 menetes PELSHO-0,31 vezetéket tartalmaz.

Az L2 tekercs az L3 tetejére van feltekerve, közelebb a „hideg” véghez. Minden fojtó szabványos – DM 0,1 68 µH. Fix ellenállások MLT, hangoló ellenállások R6, R8 és R10 típusú SPZ-38. Többfordulatú ellenállás - PPML. Állandó kondenzátorok - KM, KLS, KT, oxid - K50-35, K53-1.

Az MCC létrehozása a maximális jel beállításával kezdődik a fűrészfogú feszültséggenerátor kimenetén. A DA1 mikroáramkör 6. érintkezőjén lévő jel oszcilloszkóppal történő figyelésével, az R8 (erősítés) és R6 (offset) trimmelő ellenállások segítségével állítsa be az ábrán látható jel amplitúdóját és alakját az A pontban. Az R12 ellenállás kiválasztásával stabil generálás jelkorlátozó módba lépés nélkül érhető el.

A C14 kondenzátor kapacitásának kiválasztásával és az L2L3 áramkör beállításával a kimeneti oszcillációs rendszer rezonanciára van hangolva, ami garantálja a generátor jó terhelhetőségét. Az L1 tekercsvágó segítségével az oszcillátor hangolási határértékei 8,8586-8,8686 MHz tartományban vannak beállítva, ami a vizsgált kvarcszűrő frekvencia-átviteli sávját egy margóval átfedi. A GKCH maximális szerkezetátalakításának biztosítása

(legalább 10 kHz) az L1, VD4, VD5 csatlakozási pont körül a felső fóliaréteget eltávolítjuk. Terhelés nélkül a generátor kimeneti szinuszos feszültsége 1V (effektív).

A detektorblokk kétoldalas fóliaüvegszálból készült nyomtatott áramköri lapra készül (7. ábra).

A felső fóliaréteget közös huzalként használják. A közös vezetékkel nem érintkező részek vezetékeinek furatai süllyesztve vannak.

A tábla 35 mm magas bádogdobozba van zárva, levehető fedelekkel. A set-top box felbontása a gyártás minőségétől függ.

Az L1 - L4 tekercsek 32 menetes PEV-0,21 huzalt tartalmaznak, tekercselve a 6 mm átmérőjű keretek bekapcsolásához. Trimmelők tekercsben SB-12a páncélmagból. Minden fojtótekercs DM-0.1 típusú. Induktivitás L5 – 16 µH, L6, L8 – 68 µH, L7 – 40 µH. A T1 transzformátor egy 1000NN gyűrűs ferrit mágneses magra van feltekerve, szabványos K10 x 6 x 3 mm méretű, és 7 menetet tartalmaz a primer tekercsben és 2 x 13 menet PEV-0,31 vezetéket a szekunder tekercsben.

Minden trimmelő ellenállás SPZ-38. Az egység előzetes beállítása során nagyfrekvenciás oszcilloszkóppal figyelik a szinuszos jelet a VT2, VT3 tranzisztorok kapuinál, és szükség esetén beállítják az L2, L3 tekercseket. Az L4 tekercs beállításával a referenciaoszcillátor frekvenciája 5 kHz-cel a szűrő áteresztősávja alá csökken. Ez azért történik, hogy a spektrumanalizátor munkaterületén kevesebb interferencia legyen, amely csökkenti az eszköz felbontását.

A söprőfrekvencia-generátor egy kvarcszűrőhöz csatlakozik egy megfelelő oszcillációs áramkörön keresztül egy kapacitív osztóval (8. ábra).

A hangolási folyamat során ez lehetővé teszi, hogy alacsony csillapítást és egyenetlenségeket érjen el a szűrő áteresztősávjában.

A második illesztő oszcillációs áramkör, mint már említettük, a detektorcsatlakozóban található. A mérőáramkör összeállítása és a set-top box kimenetének (XZ csatlakozó) csatlakoztatása után a személyi számítógép hangkártyájának mikrofonjához vagy lineáris bemenetéhez elindítjuk a spektrumanalizátor programot. Több ilyen program is létezik. A szerző a SpectraLab v.4.32.16 programot használta, amely a következő címen található: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. A program könnyen használható és nagyszerű képességekkel rendelkezik.

Elindítjuk tehát a „SpektroLab” programot, és az MCG (kézi vezérlésű módban) és a referenciaoszcillátor frekvenciáinak beállításával a detektorcsatlakozásban az MCG spektrogramjának csúcsát 5 kHz körülire állítjuk. Ezután a detektorcsatlakozó keverőjének kiegyensúlyozásával a második harmonikus csúcsa a zajszintre csökken. Ezt követően a GCH mód bekapcsol, és a monitoron megjelenik a vizsgált szűrő régóta várt frekvenciaválasza. Először a 10 Hz-es lengésfrekvenciát kapcsoljuk be, majd az R11 segítségével a központi frekvenciát, majd az R10 lengéssávot (4. ábra) állítjuk be a szűrő valós idejű frekvenciaválaszának elfogadható „képét”. . A mérések során az illesztő áramkörök beállításával minimális egyenetlenséget érünk el az áteresztősávban.

Ezután a készülék maximális felbontásának eléréséhez bekapcsoljuk a 0,3 Hz-es sweep frekvenciát, és beállítjuk a programban a Fourier transzformációs pontok lehetséges maximális számát (FFT, a szerzőnek 4096...8192) és a minimális értékét. az átlagolási paraméter (Averaging, a szerzőnél 1).

Mivel a karakterisztikát a GKCh több menetében megrajzolják, a tárolócsúcs voltmérő üzemmód (Hold) be van kapcsolva. Ennek eredményeként megkapjuk a monitoron a vizsgált szűrő frekvenciaválaszát.

Az egérkurzor segítségével megkapjuk a kapott frekvenciaválasz szükséges digitális értékeit a kívánt szinteken. Ebben az esetben ne felejtse el megmérni a referencia oszcillátor frekvenciáját a detektorcsatlakozásban, hogy megkapja a frekvencia-válaszpontok valódi frekvenciaértékeit.

A kezdeti „kép” értékelése után a ZQ1n ZQ12 szekvenciális rezonancia frekvenciáit a szűrő frekvenciaválaszának alsó és felső lejtőihez igazítják, elérve a maximális négyszögletességet - 90 dB szinten.

Összefoglalva, a nyomtató használatával teljes értékű „dokumentumot” kapunk a gyártott szűrőhöz. Példaként az ábrán. A 9. ábra ennek a szűrőnek a frekvenciaválaszának spektrogramját mutatja. Ugyanitt látható a GKCh jel spektrogramja is. A frekvenciamenet bal oldali meredekségének látható egyenetlenségeit -3...-5 dB szinten a ZQ2-ZQ11 kvarcrezonátorok átrendezésével küszöböljük ki.

Ennek eredményeként a következő szűrőkarakterisztikákat kapjuk: szintáteresztő sáv - 6 dB - 2,586 kHz, frekvenciamenet egyenetlensége az áteresztősávban - kevesebb, mint 2 dB, szint négyszögletességi tényező - 6/-60 dB - 1,41; szintek szerint - 6/-80 dB 1,59 és szintek szerint - 6/-90 dB - 1,67; a csillapítás a sávban kisebb, mint 3 dB, és a sávon kívüli csillapítás több mint 90 dB.

A szerző a kapott eredmények ellenőrzése mellett döntött, és pontról pontra megmérte a kvarcszűrő frekvenciamenetét. A mérésekhez egy jó csillapítós szelektív mikrovoltmérőre volt szükség, mely egy HMV-4 típusú (Lengyelország) mikrovoltmérő volt, 0,5 μV névleges érzékenységgel (egyben 0,05 μV-os szinten is jól rögzíti a jeleket), ill. 100 dB-es csillapító.

Ehhez a mérési lehetőséghez az 1. ábrán látható diagramot állítottuk össze. 10. A szűrő be- és kimenetén lévő illesztő áramkörök gondosan árnyékoltak. A csatlakozó árnyékolt vezetékek jó minőségűek. A „föld” áramkörök is gondosan vannak végrehajtva.

Az R11 nagyfrekvenciás ellenállás frekvenciájának zökkenőmentes megváltoztatásával és a 10 dB-es csillapító átkapcsolásával mikrovoltmérőt mérünk, áthaladva a szűrő teljes frekvenciamenetén. A mérési adatok és az azonos skála felhasználásával frekvenciaválasz grafikont készítünk (11. ábra).

A mikrovoltmérő nagy érzékenységének és a GKCh alacsony oldalzajnak köszönhetően a jelek -120 dB szinten jól rögzíthetők, ami jól tükröződik a grafikonon.

A mérési eredmények a következők voltak: szintáteresztő sáv - 6 dB - 2,64 kHz; frekvenciaválasz egyenetlensége - kevesebb, mint 2 dB; a négyszögletességi együttható -6/-60 dB szinteknél 1,386; szintek szerint - 6/-80 dB - 1,56; szintek szerint - 6/-90 dB - 1,682; szintek szerint - 6/-100 dB - 1,864; a csillapítás a sávban kisebb, mint 3 dB, a sáv mögött több mint 100 dB.

A mérési eredmények és a számítógépes verzió közötti különbségek a digitális-analóg átalakítás során felhalmozódó hibákkal magyarázhatók, amikor az elemzett jel nagy dinamikatartományban változik.

Megjegyzendő, hogy a kvarcszűrő frekvenciamenetének fenti grafikonjait minimális beállítási munkával és az alkatrészek körültekintőbb kiválasztásával kaptuk, a szűrő jellemzői jelentősen javíthatók.

A javasolt generátor áramkör sikeresen használható AGC és detektorok működtetésére. Sweep frekvencia generátor jelet juttatva a detektorra, a set-top box kimenetén a PC-re egy kisfrekvenciás sweep frekvencia generátortól kapunk jelet, amellyel egyszerűen és gyorsan konfigurálható a szűrő bármely szűrője és kaszkádja. az adó-vevő alacsony frekvenciájú útja.

Nem kevésbé érdekes, hogy a javasolt detektorcsatlakozást az adó-vevő panorámajelzőjének részeként használjuk. Ehhez csatlakoztasson egy 8...10 kHz sávszélességű kvarcszűrőt az első keverő kimenetére. Ezután a vett jelet felerősítik, és az érzékelő bemenetére táplálják. Ebben az esetben jó felbontással figyelheti levelezőinek jeleit 5-9 pontig.

G. Bragin (RZ4HK)

Irodalom:

1. Usov V. SSB kvarcszűrő. - Rádióamatőr, 1992, 6. szám, p. 39, 40.

2. Drozdov V.V. Amatőr KB adó-vevők. - M.: Rádió és kommunikáció, 1988.

3. Klaus Raban (DG2XK) Optimizierung von Eigenbau-Quarzfiltern mit der PC-Soundkarte. - Funkamateur, 2001. 11. szám, S. 1246-1249.

4. Frank Silva. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, S. 38.

Érdekes információk gyűltek össze a „Hordozható TRX” alaplapjait készítő rádióamatőröktől és természetesen „repeaterektől” – néhány alaptalan állítás – „miért nem működik úgy, ahogy az FT-1000MP?”

Ismételten felhívom az olvasó figyelmét, hogy „mindenért fizetni kell”, és az importált „szappandobozok” látszatának felfogott adó-vevő, különösen gondos konfiguráció és hibakeresés nélkül, soha nem fogja megmutatni azokat a paramétereket sem, a „Hordozható TRX” részben írnak róla Még egyszer emlékeztetem Önt - minél egyszerűbb az áramkör kialakítása, annál alaposabban kell „kivonnia” a maximális paramétereket szó szerint minden szakaszból. És ha 10 dollárért vásárolt egy ismeretlen eredetű és ismeretlen frekvencia-átvitelű kvarcszűrőt, akkor ismeretlen gyártású műanyag tranzisztorokat forrasztott be, ráadásul elméletileg előre megjósolt paraméterekkel (főleg a rádiópiaci kereskedő szavai alapján). akitől vásárolták), és még a tekercseket is - a transzformátorokat 100 éves ferritre tekerték a „szemétből” - mit várhat egy ilyen „szörnytől”? Azt javaslom, hogy nézze meg a 3-as főtábla jellemzőit, amelyet Oleg (US5EI) küldött nekem Dnyipropetrovszkból. Megkockáztatta, hogy az ő szemszögéből első pillantásra a legolcsóbb és legoptimálisabb utat választja, de ennek éppen az ellenkezője lett: „korábban rossz volt, de most egyre rosszabb...”. A táblát maga készítette, és „kicsit” (szerinte) megváltoztatta a készen vásárolt kvarcszűrők síneinek konfigurációját. Figyelemre méltónak tartotta a szűrőkben lévő 4+4 vagy 6+4 kristályok lehetőségét - a „standard” amatőr rádiólehetőséget - 8+4 -et használta. A tábla többi hardvere régi készletből származik (olvasd: ócska). Mindezt egy házi készítésű táblára forrasztották, de később kiderült, hogy "mint mindig". A „szörnyeteg” újraélesztésére tett kísérletek „a szerzőhöz való felhívással” végződtek.....

A vevőkészülék gyártásánál a legfontosabb feladat az érzékenység és a jelválasztás biztosítása. Kiváló minőségű kvarcszűrő nélkül ez a probléma nem oldható meg a TRX-ben egy konverzióval.

Hányszor írták le és írták át ezt a rádióamatőr irodalomban??? De ehhez a kérdéshez még egyszer vissza kell térnem. Több mint 20 év, szinte állandó HF-tervezés, és ami fontos, ugyanennyi évnyi munka az éteren (hiszen vannak olyan tervezők, akikről szinte senki sem hallott adásban – mit is mondhatnánk a „készségeikről és megközelítéseikről”? realities amatőr adáshoz???) levontam magamnak a következtetést - a főkiválasztó szűrőn nem tudunk spórolni - ha kellően jó minőségű „Radivót” akarunk építeni. Az FOS-nak legalább 70-80 Db csillapítással kell rendelkeznie a leállítási sávban, minimális csillapítással az áteresztősávban. Maximális késleltetési értékekre van szükségünk az alacsony frekvenciájú sávokon. Általában ott a szintek most 59+20-40 Db, azaz. 80Db-es szűrőcsillapítás és +40Db vett jel mellett feltételezhetjük, hogy az S-méteres skálán 2-3 pontot fog „felkapaszkodni”. Az ilyen szintek már nem befolyásolhatják a kaszkádok működését az XTAL ZQ után. De ha ugyanazon a tartományon megjelenik egy szomszéd +80 Db szinttel, akkor a helyzet nem változik a mi irányunkba. De ne tekintsük a vevő alapvető paraméterének, hogy a szomszédjával egyidejűleg ugyanazon a sávon működjön, mert Valószínűleg az ilyen munka „nem jelent majd örömet” számára, és az „ilyen szintek leküzdésére” van egy radikális módszer - a csillapítók.

Az évek során gyártott több száz kvarcszűrőben az áteresztősávon túli csillapítást körülbelül 10 Db/kvarc értékkel jellemezték. A kvarc minőségétől és méretétől függően enyhe eltéréssel egyik vagy másik irányban. A létrakört használó kvarcszűrőkre gondolok. Az ilyen szűrők fő hátránya a frekvenciaválasz elhúzódó alacsonyabb lejtése. A B1-ben lévő kvarcból készült hatkristályos szűrő katonai gyártású szűrő (nem tévesztendő össze a generátorszűrőkkel!), és az áteresztő sávon túli csillapítása legalább 70 Db. Sajnos el kell felejtenünk az ilyen kvarcokat - a régi készletek fogynak, és „ez nem fordul elő többet”… Ma a legolcsóbb (de nem a legjobb!) lehetőség az, ha veszünk a rádiópiacon kisméretű 8,867 MHz-es kvarcot, és megpróbálunk valamit faragni belőlük. Különös figyelmet kell fordítani a kvarc típusára és minőségére. Több tucat típus és kivitel létezik, de nem mindegyik használható szűrők készítésére. A legjobb minőségűek lehetővé teszik, hogy egészen „átjárható” szűrőket állítsunk elő. Legalábbis - nem rosszabb, mint a régi típusú generátorkvarcból a B1-ben. Nyolc kristály legalább 80 Db csillapítást biztosít a sáv mögött, ami, mint fentebb megjegyeztük, teljesen elég egy „normál” on-air működésre szánt adó-vevő számára. Csinálhatsz egy nyolckristályos szűrőt és "nyugodj meg", de kapunk egy kis szűrőt (mármint kis modern kvarckristályokból), aminek a bemenete és a kimenete között 3,3 cm van, a csillapítás a sávban 2-4 Db és egyenetlenség 4-6 Db-ig. Beépítjük az „alaplapba”, és ennek eredményeként a szűrőt megkerülve a legjobb esetben -60Db, az Oleg-féle US5EI alaplapi verzióban pedig -40Db-t kapunk. A szűrő elkészítésének módját már leírtam a „HF adó-vevő” leírásában. Nyomtatott áramköri lapok mindenféle “szép” változata kvarc alatt, “elegáns” dobozok stb. - veszélyesek mind a kvarc minőségi tényezőjének romlása (amikor a kvarclábakat üvegszálba ragasztjuk), mind a kvarclemezeket megkerülő jel „mászása” miatt. Ha dobozokban készít szűrőket, akkor földelni kell a kvarc házakat a dobozon, amely a legjobban vékony ónozott fémből készül, és minden beszerelés kvarc lábakon történik. Nézd - minden gyári szűrő így készül. Házi készítésű tábla és szűrő készítésének lehetőségét csak a fólia megőrzésével azon az oldalon fogadom el, ahol az alkatrészek beépítése az általános „föld alá” kerül, a kvarcházak további ráforrasztásával, majd letakarható a szűrő a tetejére ónozott fémlemezből készült árnyékoló dobozzal és minden oldalról a tábla fóliájára forrasztva. Igen, egyetértek - nem túl szép, technológiailag fejlett, gyors stb. de csak így lehet a lehető legjobban elkerülni az „átkúszást”. És mi mindenekelőtt „harcolunk” - a „céges megjelenésért”, vagy magának a szűrőnek a maximálisan elérhető paramétereinek megőrzéséért? Ezt minden tervező maga dönti el, egyénileg...

Korábban az általános rádiós „hajlamot” utánozva egyetlen nyolckristályos szűrőket gyártott. De miután a B1 tokban lévő kvarc, amellyel sokkal kényelmesebb dolgozni, egyre gyakrabban kezdett kifogyni, elkezdték használni a kis tokban lévő kvarctartalékokat - RK169 van rájuk írva. És itt „bújt ki” az a tendencia, hogy a nyolckristályos ZQ-ban a minimális egyenetlenség elérése és a szűrő „átjutása” nehézségekbe ütközött. Megfelelő kísérletek következtek a „felmerült problémák leküzdésére”…. Ez négy- és hatkristályos szűrők készítésének lehetőségéhez vezetett. Ezt a döntést tovább erősítették a szűrők fázisjellemzőire vonatkozó információk - minél hosszabb a szűrő (minél több kapcsolat van benne), annál nagyobb a szűrő fázis „pattanása”. Mivel minden kapcsolatnak egyedi fázisjellemzői vannak, amelyek nagy valószínűséggel nem esnek egybe más kapcsolatok jellemzőivel, ez „csengetéshez” vezet. Ezt a jelenséget a saját fülünkkel is jól hallhatjuk keskeny sávú többszelvényű szűrőkben. Bár az SSB szűrőkben ezt a „csengetést” szinte hallani sem lehet, néhány tehetséges „hallgató” egy rádiójelből is meg tudja állapítani, hogy EMF vagy keskeny kvarcszűrő működik-e (szerintem ez természetesen „filozófiai” kérdés - olvassa el - ellentmondásos). A gyakorlati megvalósításban sokkal könnyebben biztosítható a frekvenciamenet lapos csúcsa egy hatkristályos szűrőben, és szinte „automatikusan” 1 Db-nél kisebb egyenetlenség érhető el egy négykristályos szűrőben. A 6-kristályos ZQ áteresztősávjának csillapítása leggyakrabban nem haladja meg a 2-3Db-t, a 4-kristályos ZQ-nál pedig a 2Db-t. De mivel az ilyen szűrők leállítási sávjának csillapítása nem elegendő egy HF adó-vevő számára, ezért ki kellett fejlesztenünk a 3-as és a 4-es főkártyákat. Azok. „vonatszerűen” szűrőket szerelünk be, hozzájuk illő aktív kaszkádokkal. Ennek a tervezési opciónak a végponttól végpontig terjedő frekvenciaválaszának valós mérései a 2. ábrán láthatók. 1. sz.

A méréseket SK4-59 analizátorral végeztük. A jel a 3. számú alaplap VT1 első fokozatába került, és eltávolították a VT4 lefolyójában lévő tekercs kommunikációs tekercséből (lekapcsolt érzékelő mellett). Az Oleg (US5EI) által gyártott 3-as számú alaplap kb. 45Db-es csillapítást mutatott az ütközősávban, a sávban pedig 8Db-ig terjedő egyenetlenség. 2. ábra.

Talán sikerül lefényképeznem az SK4-59 képernyőt az US5EI kártya átmenő útvonalának frekvenciamenetével és a „standard” 3-as kártyát két 4+4-es kvarcszűrővel vizuális összehasonlítás céljából - egyelőre csak vázlatos képeket kínál. Az első 8 kristályos szűrő átviteli sávjában az egyenetlenség eléri a 7Db-t, az áteresztősávon túli csillapítás pedig valamivel meghaladja a 40Db-t.

2. számú ábra. US5EI kártya nyolckristályos szűrő + négykristályos szűrő frekvenciaválasza

3. ábra. Hatkristályos szűrő frekvenciaválasza X1-38-cal mérve (lineáris skála)

4. ábra. Hatkristályos szűrő frekvenciaválasza, SK4-59 (logaritmikus skála) mérése

5. ábra. Egy 6+4 kristályos szűrő frekvenciaválasza X1-38-cal mérve (lineáris skála)

6. ábra. Egy 6+4 kristályos szűrő frekvenciaválasza SK4-59-cel mérve (logaritmikus skála)

US5EI által gyártott 3. számú alaplap

Ebből következik a következtetés – van-e értelme „komoly” kvarcszűrőket használni az adó-vevő egykártyás változatában? Valószínűbb igen, mint nem. De egy bizonyos csillapítási szintig az áteresztősávon túl, mert egylapos kivitelben az „átkúszást” úgysem lehet elkerülni. Példaként az SK4-59 képernyőjéről „másolt” 3. számú alaplap két frekvenciaválaszát adok - az első 4+4 szűrővel, a második 6+4 szűrővel (1. ábra). A második 4-kristályos szűrő ebben a „laboratóriumi munkában” nem változott, így a 6+4-es változat végponttól végpontig terjedő frekvenciaátvitele kicsit szűkebbnek bizonyult, mint azt szerettük volna, a szűrők közötti kis eltérés miatt. ezeknek a szűrőknek a központi frekvenciái - egymáshoz képest 200 Hz-cel vannak eltolva. De még ebben az alkalmazásban is - amikor a szűrők „kapuja” nincs az „igazításban” - az általános frekvenciamenet különbsége jobb. Mind a négyszögletességi együttható tekintetében (Kp = 1,96 a 4+4 opciónál és Kp = 1,78 a 6+4 opciónál) -10Db és -60Db szinten, valamint az áteresztősávon túli csillapításban - körülbelül 75Db a 4+4 esetén opció vagy több 80Db a 6+4 opcióhoz. Meg kell jegyezni, hogy a 70 Db feletti szintet nehéz pontosan mérni az eszközzel (a skála tíz Db-ben van beosztva), anélkül, hogy a csillapítót és a kimeneti-bemeneti szint gombjait további manipuláció nélkül végezné. Amikor a frekvencia átviteli képet felfelé „nyújtják”, az eszköz bemeneti erősítőinek túlterhelése figyelhető meg - a frekvencia átvitel felső "sávja" lapos lesz - egy korlátozás figyelhető meg. Ha „lenyújtja”, egyszerűen nincs többé kalibrált rács a CRT képernyőn. Az X1-38 segítségével kényelmesebb látni, hogy mi történik a végpontok közötti utak frekvenciaválaszának áteresztősávjában; ez az eszköz Db-egységben ATT-kalibrációval rendelkezik, és a képernyő sokkal nagyobb és tisztább. Csak az a kár, hogy csak lineáris működést biztosít. A 4+4 és 6+4 szűrőopciók áteresztősávjának egyenetlensége, amelyek ráadásul magán a táblán is beállíthatók, nem haladja meg a 2Db-t. Az US5EI kártyán a frekvenciamenet egyenetlensége majdnem 10 Db volt.

Következtetés.

Ezekből a „laboratóriumi munkákból” sugallja magát. Bármely házi készítésű kvarcszűrő, függetlenül a benne lévő kvarcok számától, további beállítást igényel a táblába történő beszereléskor. Természetesen csábító vásárolni egy szűrőkészletet 10 dollárért, beforrasztani őket a táblába, megcsavarni a szűrőhöz legközelebb eső tekercsmagokat, és már indulhat is – a mikrofon a fogakban – mindenkinek, mindenkinek Ázsiában és a balti államok”... Jaj, csalódást kell okozni a „könnyű élet” szerelmeseinek” Először is mit várhatsz egy 10 dollárba kerülő kvarcszűrőtől? Amíg a friedrichsafeni (Németország) „rádiókiállításon” kimondottan TRX-hez kerestem alkatrészeket, és sikerült (több száz ajánlat közül) 9 MHz-es szűrőket találnom valamelyik angol cégtől 30 márkáért, de ezeknek a termékeknek a minősége. .. A legolcsóbb kvarcszűrők, amelyek már hasonlóak Jellemzőik szerint több mint egy tucat márkába került, amire valóban szükségünk volt. Nos, most ne beszéljünk szomorú dolgokról...

Emlékeztetni kell arra, hogy a létraáramkör szerint összeállított kvarcszűrők nagyon kritikusak azon kaszkádok paraméterei szempontjából, amelyek közé a szűrőt csatlakoztatni fogják. Bármilyen (már első pillantásra) jelentéktelen eltérés a névleges R vagy C terheléstől, amelyet a padon a szűrő gyártása során kaptunk, változást okoz a frekvenciamenetben, és valószínűleg nem abba az irányba, amelyre „szükségünk van”. Sőt, vegyük ide a kaszkádok kapacitásainak és induktivitásának „reaktivitását” – a végén azt kapjuk, hogy „mint mindig”... Ennek frappáns példája hallatszik esténként a kisfrekvenciás tartományokon.....

A tapasztalatok szerint a helyzet nem olyan „borzasztó”, hogy a házi szűrőket teljesen le kellene mondanunk. Az alaplapra történő telepítéskor terhelési ellenállásokat (R8, R15) és 1-2 külső kondenzátort kell kiválasztania a szűrőkben. Például a VT1 terepi kapcsoló kaszkádja után leggyakrabban a ZQ bemenet C7 soros kapacitását megszüntetik, és áthidalóra cserélik, és a következő C8 kondenzátor kapacitásának csökkentését igényli. Ugyanez vonatkozik a szűrő másik oldalán lévő két vezetőre (C11, C10) - ezeket egy adott csatlakozóáramkörben kell kiválasztani (olvassa el - bizonyos „konszenzus” megtalálásával a kaszkád szükséges működési minősége között VT3 és a szűrő frekvenciamenete). Azt is meg kell jegyezni, hogy sokkal könnyebb a frekvenciamenet lapos tetejét biztosítani a kevesebb lemezes szűrőkben, mint a többüreges szűrőkben. Most térjünk vissza a kvarc számához. Az egykártyás kialakításnál a fő feladat a jel „behatolása” minimalizálása a szűrők megkerülésével. 95-90 Db-nél több nem érhető el a „Portable TRX” kártya opciókkal. A 6+6 ZQ opciót is tesztelték. És ezen nem kell „keservesen sírni” - nézze meg az adó-vevő frekvenciaátvitelét, amelyet a Radiohobby magazin 2/98 közöl. 29. o. - Georgij UT5ULB a mérését a szovjet készülékek közül a „legmenőbb” (RA3AO-ban) végezte…. A felhalmozott tapasztalatok alapján az ilyen táblákban a 4+4 használata javasolt. Az „átfogó négyzet” javítására 6+4 opció lehetséges. Az áteresztősáv nagyobb (1Db-vel) csillapítása szempontjából gyengébb a 4+4 opciónál. De észrevehetően jobb mind a frekvenciaválasz meredekségében, mind a stopsáv nagyobb csillapításában (10 Db-vel). Ez elég jól látható az 1. ábrán. Ha főként nagyfrekvenciás tartományokban tervezi a TRX-et dolgozni - nincs értelme 8 kvarcnál többet használni -, ebben az opcióban a frekvenciamenet szinte lapos tetejét kapjuk (az egyenetlenség még „lusta” szűrőbeállítások esetén sem meghaladja a 2Db-t), és a vett jel minimális vesztesége. Ha nincs szükségünk az adó-vevő maximális „szippantására”, hanem a kisfrekvenciás sávokon kívánunk „kiharcolni a napfényes helyért”, akkor a 6+4 opciót érdemes választani. Mellesleg, ismét meggyőződtem a nyolcnál kevesebb lemezből készült szűrőkkel rendelkező kaszkádok „mozdonyainak” használatának helyességéről, amikor Anatolij UA1OJ-val, a kvarcszűrők számítási programjának egyik szerzőjével kommunikáltam. Íme a következtetései: „Soha nem találkoztam 2-3 Db szűrőcsillapítással. Gyakrabban 6,5-8Db volt. Még a demó (a kvarcszűrő számítási program demo verziója, az UT2FW pontosítása) is segít ennek igazolásában. És eredményei közel állnak az én gyakorlati méréseimhez.” Az ilyen csillapítási értékeket leggyakrabban egy 8 üreges szűrőben kapjuk meg véletlenszerűen kiválasztott, vagy inkább egyáltalán nem kiválasztottak közül, hanem megvásárolták azt, amit a rádiós piacon kínáltak. Most képzelje el, ha a szomszédos csatorna hírhedt szelektivitása érdekében beépítünk egy „standard készletet” (az egyik 8-as, a másikban 4-es) ilyen kvarcból. Véleményem szerint egyáltalán nem a szűrőkben lévő kvarcok számában kell keresnünk a szomszédos állomások „kompatibilitásának” problémáját, hanem az adók kimeneti fokozatainak működési minőségében! Mire jó, ha még egy jó minőségű márkás multi-buck szűrőt is beépítenek az adó-vevőbe - ha a szomszéd bekapcsol két „kürtöst”, amelyeket két GK-71 ringat? Még csak nem is a kimenő teljesítményről van szó, hanem egy ilyen szörnyeteg használójának butaságáról - amikor az összes gombot jobbra fordítják… Két GU-84B-t használhat, és nem zavarja sem a közeli, sem a távoli szomszédokat. Vagy használhatja a GU-29 végfokát is - "világos üzemmódban 300 V-on az anódnál - nyomjon ki fél amper áramot" - az alacsony frekvenciás tartományban dolgozók tökéletesen megértenek… Nos, ez egy másik cikk témája.

A tervezőközönség számára érdekes lesz látni egy modern, polgári TRX belsejét. Fényképet adok a fő RX-TX kártyáról, valamint a szintetizátor blokkról (árnyékolt doboz három tekercses, a fedelet eltávolították, hogy megnézhessük a belsejét) FT-817, amit vezérlő vevőként használok. Kinyitott és 0,1-156MHz, 420-470MHz között működik. Nyilvánvaló, hogy forrasztóamatőrként érdekelt a jellemzőinek feltárása. Röviden, a vételi útvonal frekvenciaválasza a muRata CFJ455K szűrőjével megközelítőleg megfelel a 2-es számú alaplappal rendelkező „Portable TRX” frekvenciaválaszának. A márkás szűrő az alsó lejtő oldalán valamivel nagyobb derékszögű - ez az adás hallgatásakor is észrevehető. De próbáljon meg kérdezni egy ilyen szűrő költségéről - és csak ezután vonjon le következtetéseket arról, hogy mi a jobb és mi a rosszabb...

FT-817 a Yaesutól.

Ennek az eszköznek a kimenő teljesítményét a cég 5W-nak deklarálja, de a valóságban SSB módban 2,8W, így nem sok adásvételt fog tudni elérni belőle. Lassan kész tervvel készülök egy külső silóhoz Pout 200W-ig ilyen TRX-ekhez. Egy 1:1 méretű dobozban, mint „Hordozható TRX” van egy siló, egy vezérlőrendszer, egy SWR mérő és egy tápegység. A készenléttel kapcsolatos információk a honlapomon és valószínűleg a „Radiohobby” magazinban jelennek meg, mivel ez készíti el a leggyorsabban a kiadványokat. Vagy esetleg, ha van idő és kedv erre és egy részletes ismertető cikkre - milyen "szappandoboz" az FT-817 és mivel "fogyasszuk"??? Ezenkívül egy ideig lehetőség nyílt az FT-817 és az FT-100D, TS-870 valódi összehasonlítására, és természetesen levonták a következtetéseket (legalábbis magamra J).

Néhány „repeater” észrevette, hogy a 4+4 változatban „elnyomatlan” nem működő oldalsáv van, különösen a jelkorlátozás maximálisra emelésével. Ez nem meglepő az ilyen szűrők használatával. A létraszűrők alsó lejtése meghúzódik, és a nem működő oldalsáv egy része „átkúszik”. A kérdés csak az, hogy a frekvencia detuning függvényében hogyan lehet elnyomni. Az 1. számú ábrán a függőleges vonal a referenciaoszcillátor frekvenciájának hozzávetőleges helyét mutatja (általában 300-400 Hz-rel az alsó lejtőn lévő pont alatt, -6 dB szinten) a szűrő alsó lejtőjén - Fop . Olyan meredek alacsonyabb lejtéssel kell rendelkeznie a frekvenciamenetnek, hogy legalább 50 Db elnyomást biztosítson a referencia oszcillátor frekvenciáján (pontosan ezek a fent leírt multi-buck szűrők) - ha azt a feladatot tűzi ki maga elé, hogy elnyomja a „ minden elképzelhető és felfoghatatlan mellékhatás” egy csapásra. A 4-üreges szűrő változatánál a referenciafrekvencia környezetében 18-20Db, a 6-üreges szűrőben 22-30Db az elnyomás. Ezért, ha megnöveljük a jel maximális korlátozását, és átengedjük 4 kvarcon, és még egy ilyen jelet is erősítünk egy GU81M lámpával ("light" módban - 1500 V-on az anódon! L) - a szomszédok "elragadtatnak" ”... Erre már a „Hordozható TRX” leírásban is figyelmeztettem. Az alábbiakban elméletileg számított „képeket” adok egy hatkristályos ZQ-ról és a kombinált frekvenciamenetről három-négy-hatkristályos szűrők egy grafikonján.

Nem a nem működő oldal „egyszerű” elnyomásáról kell beszélnünk, hanem a referenciaoszcillátor frekvenciájához viszonyított elhangolástól függő elnyomásról. Nyilvánvaló, hogy az elnyomás eltérő lesz, ha lehangoljuk a referenciafrekvenciáról, például 500 Hz-en vagy 3 KHz-en. Körülbelül a „nem elnyomott” oldalsáv virtuális áteresztősávjának közepe (képzeljük el a szűrő tükörfrekvencia-válaszát a referenciafrekvenciától balra) a referenciaoszcillátor frekvenciája alatt lesz 2 KHz-cel - ez egy elméletileg számított 6 kristályban szűrőfrekvencia 8860,5 MHz - a csillapítás -70 dB, ami elégséges az adó-vevők ezen osztályához. Természetesen a valóságban gyakran rosszabbul fordul elő, ami mind a szűrők gyártási minőségével, mind a gyártás minőségével és az alaplap konfigurációjával kapcsolatos. Mellesleg, ha ki akarod számítani és megnézni a szűrők frekvenciamenetét azokból a kvarckristályokból, amelyeket véletlenül vásároltak a rádiós piacon, és nincs kedved először elkészíteni (mert túl lusta vagy, és tényleg nincsenek műszerek) ebből a célból javaslom, hogy fokozottan figyeljenek a kvarcszűrők számítási programjára, melynek bemutató változatát Anatolij UA1OJ kedveskedett a jelen cikk elkészítése során. A műsort nem csak egy programozó állította össze, aki homályosan elképzeli, hogy „mik ezek a kis vasdobozok?”, hanem egy rádiós figyelte, aki saját bőrén ismeri az ilyen „dobozok” összeállítását. Bár lélekben közelebb állok a frekvenciamenet gyakorlati előállításához és teszteléséhez valódi szűrőkialakítású eszközökön, mint a számítógépes gombokkal való „elméletezéshez”…

A TRX RA3AO végpontok közötti frekvenciaválasza, Georgy UT5ULB mérése -

Az IF útvonalak kvarcszűrőkkel vagy egyedi kvarcszűrőkkel történő ellenőrzése és beállítása során a legtöbb rádióamatőrnek problémája van, hol kapjon tesztjelet. Nem mindig lehetséges a paraméterek közvetett mérése vevőkeverők segítségével. Nem minden elérhető és viszonylag olcsó precíziós, többfunkciós mérőgenerátor fedi le a 30...90 MHz frekvenciatartományt, vagy a hagyományos RF generátorok (frekvencia funkcióval) stabilitása nem teszi lehetővé a kvarc jellemzőinek pontos mérését és beállítását. szűrők. De leggyakrabban ilyen berendezések egyszerűen nem állnak rendelkezésre, és ésszerűtlen drága generátort vásárolni csak erre a munkára.

Ez a cikk egy kétcsatornás feszültségvezérelt oszcillátort (VCO) ír le kis (több tíz kilohertz) hangolási tartománnyal, 2...90 MHz középfrekvenciával, 50 Ohm kimeneti ellenállással és csúcs kimeneti jellel. -csúcs tartomány 100...300 mV. A készüléket úgy tervezték, hogy a frekvencia mérő helyett egy frekvencia mérő részeként működjön, és egy másik fűrészfog jelgenerátorral is együtt tud működni.

A VCO stabil működése érdekében olcsó és hozzáférhető kerámia rezonátorokat használtak frekvenciabeállító elemként a 2...12 MHz-es frekvenciákhoz és a további frekvenciaszorzásokhoz. Természetesen egy modern elembázis lehetővé tenné ugyanezen probléma megoldását DDS generátorokkal vagy PLL-es generátorokkal (mikrokontrollerrel és megfelelő szoftverrel), de akkor egy ilyen eszköz bonyolultsága meghaladja a vizsgált berendezés bonyolultságát. Ezért a cél az volt, hogy a rendelkezésre álló elemeket felhasználva egy egyszerű generátort hozzunk létre, és ne kelljen induktorok gyártásával foglalkozni, illetve egyszerű mérőműszerekkel beállítani a készüléket.

A készülék különálló funkcionális egységekre van osztva, amelyek a tulajdonos igényeitől függően felszerelhetők vagy nem. Például, ha többfunkciós DDS generátora van, akkor nem tudja összeállítani a generátorokat, és csak a frekvenciaszorzót és a fő szűrőt használja a végső frekvencia eléréséhez. Az instabil működés elkerülése érdekében a nagyfrekvenciás részben kizárólag a 74ACxx sorozatú CMOS mikroáramkörök használatát javaslom.

A 100x160 mm-es méretű készüléklap (1. ábra) úgy van kialakítva, hogy egyoldalas (a felső oldal, amelyen minden elem található, kivéve az áthidaló vezetékeket) vagy kétoldalas, ha tervezi használja a készüléket 25 MHz feletti frekvencián. Az elemek számozása a kapcsolási rajzon és a kártyán annak a csomópontnak a számmal kezdődik, amelyben szerepelnek. ábrán. A 2. ábra az elemek beépítését mutatja a tábla egyoldalas változatára. Ebben az esetben a DIP-csomagban lévő mikroáramkör érintkezőit a nyomtatott vezetők oldaláról forrasztják, ami különös gondosságot igényel.

Rizs. 1. Készüléklap méretei 100x160 mm

Rizs. 2. Elemek beépítése a tábla egyoldalas változatára

A kerámia rezonátorok jó rövid távú frekvenciastabilitással rendelkeznek, ami lehetővé teszi jelük felhasználását kvarcszűrők felállítására és meredek lejtésének megbízható mérésére. Az ilyen rezonátorok interrezonancia intervalluma egy nagyságrenddel nagyobb, mint a kvarcoké. A névleges érték +0,3...-2%-ával gond nélkül behúzhatók a frekvenciába. táblázatban Az 1. ábrán a 2015-ben Oroszországban vásárolt piezokerámia rezonátorok főbb paraméterei és frekvencia-hangolási tartománya látható a 74AC86 mikroáramkör logikai elemeire épülő generátor megépítése esetén.

Asztal 1

Rezonátor típusa 1)	Névleges frekvencia, MHz	Csapok száma	Minimális frekvencia 2), MHz	Maximális frekvencia 3), MHz

1) P - a ZTA sorozat rezonátorai, PC - a ZTT sorozat rezonátorai (beépített kondenzátorokkal), D - diszkriminátor (FM detektorokban való használatra). 2) Két 280 pF-os kondenzátorral. 3) Két 20 pF-os kondenzátorral.

A magasabb frekvenciájú (13 MHz-nél nagyobb) kerámia rezonátorok nyilvánvalóan más technológiával készülnek, és frekvenciahangolási tartományuk nagyon kicsi. A ZTT sorozatú rezonátorok beépített kondenzátorral rendelkeznek, ezért sokkal nehezebb frekvencián hangolni, és nem mindig lehet elérni a névleges frekvenciát.

táblázatban A 2. ábra mutatja a leggyakoribb IF-frekvencia értékeket a különböző rádióvevő eszközökben (RPU-k) és adó-vevőkben, valamint lehetőségeket ezeknek a frekvenciáknak a kerámia rezonátorokkal történő előállítására. A szükséges szorzási vagy osztási együtthatók elemzése feltárja a kettővel való szorzás szükségességét a lehetséges opciók számának bővítése és a jelminőség biztosítása érdekében.

2. táblázat

IF, MHz	Fő alkalmazás	Generátor frekvencia, MHz
IF, MHz	Fő alkalmazás	1.opció	2. lehetőség	3. lehetőség	4. lehetőség
	Házi készítésű adó-vevők
	Házi készítésű adó-vevők
	Házi készítésű adó-vevők
	Házi készítésű adó-vevők
	Házi készítésű adó-vevők
	Házi készítésű adó-vevők
	Alapértelmezett
	IC R-75 adó-vevő
	CB adó-vevők
	Alapértelmezett
	Polgári RPU
	Alapértelmezett

	YAESU adó-vevők
	Adó-vevők
	Háztartási vezérlőegységek
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Háztartási vezérlőegységek

	ICOM adó-vevők
	RPU Brigantine
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	IC R-75 adó-vevő
	Adó-vevők

	RPU EKD (GDP)
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Adó-vevők
	Házi készítésű rádiós vezérlőegységek

A javasolt frekvenciaszorzók működésének megértéséhez röviden bemutatom a 74AC sorozatú CMOS logikai elemek kimenőjelei spektrumának fontos paramétereit. Ezek a nagysebességű elemek 2...6 V tápfeszültséggel működnek, és kapacitív terhelés nélkül a kimenő impulzusok minimális felfutási ideje 1 ns, ami jelentős spektrális komponensek beszerzését teszi lehetővé 2000-es frekvenciáig. 250 MHz. Ugyanakkor az elemek kimeneti ellenállása körülbelül 25 Ohm, ami megkönnyíti a jelentősebb energia kinyerését a magasabb harmonikus komponensekből. Ennek a sorozatnak a logikai elemeinek átviteli karakterisztikája szimmetrikus, a végfok terhelhetősége és kapcsolási sebessége megegyezik a szivárgó és süllyedő árammal. Így a 74ACxx sorozat logikai elemeinek és flip-flop-jainak kimenőjele 30 MHz-es frekvenciáig ideálisnak tekinthető, és az impulzusjelek spektrumával kapcsolatos matematikai törvények mindegyike nagy pontossággal alkalmazható a gyakorlatban.

Az azonos t impulzustartamú és t p szünettel rendelkező téglalap alakú jel az úgynevezett négyszöghullám (Q = T/t és = 2, ahol T az impulzusismétlési periódus T = t és +t p, de néha a „ munkaciklus” használatos, a fordított munkaciklus K = 1/Q), a spektrumban az első harmonikuson (F 1 = 1/T - alapfrekvencia) kívül páratlan harmonikusokat (2n+ 1)F 1 is tartalmaz, ahol n = 1,2,3... az elemek paramétereinek OOS használatával és további gondos beállítással.

A tapasztalat azt mutatja, hogy a két részre osztott frekvenciaosztók (a 74ACxx sorozat D flip-flop és JK flip-flop, valamint a 74AC4040 frekvenciaosztó) 4 MHz-ig ilyen elnyomást biztosítanak 60 dB-ig. 30 MHz-es kimeneti frekvenciánál 30 dB-re csökken, és 100 MHz feletti frekvenciákon nincs kifejezett egyenletes felharmonikus elnyomás.

A négyszöghullám ezért különösen fontos a frekvenciaszorzókban a spektrum relatív tisztasága miatt, ami leegyszerűsíti a későbbi szűrőket. Emiatt a javasolt eszköz a jelszimmetria beállítására szolgáló elemeket biztosít. A 74ACxx sorozatú elemek szinte ideális kimeneti karakterisztikája lehetővé teszi, hogy állítóelemeket használó spektrumanalizátor használata nélkül a kimeneten az átlagos DC feszültség mérésével elérjük a kívánt jelformát. Az egyenletes felharmonikusok elnyomása 40...50 dB-ig 20 MHz-ig problémamentesen megoldható.

A kimenőjel munkaciklusa (felhasználási tényező) digitális multiméterrel mérhető egyenfeszültség mérési módban (R bemenet ≥ 10 MΩ), a mérési határ megváltoztatása nélkül (3. ábra). Először a multimétert kalibrálják, ehhez egy 33...100 kOhm ellenállású ellenálláson keresztül csatlakoztatják a tápvezetékekhez (közvetlenül a mikroáramkör megfelelő kivezetéseihez). Mivel a multiméter bemeneti ellenállása 10 MOhm, leolvasása (Uk) 0,3...1%-kal lesz kisebb, mint a tápfeszültség. Az ellenállás a vezetékek összes kapacitásával és a multiméter bemenetével együtt aluláteresztő szűrőt képez a nagyfrekvenciás jel számára. Ha Q = 2 impulzusjel van a logikai elem kimenetén, akkor a multiméter U out = 0,5U k értéket mutat. A 4. ábra a 74AC86 mikroáramkör generátorának kimenetén lévő jel spektrumát mutatja különösebb kiegyenlítő intézkedések nélkül, a második harmonikus elnyomása az elsőhöz képest kb. 36 dB. Ez nem túl jó a frekvenciaszorzókkal való munkavégzéshez.

Rizs. 3. A kimenő jel munkaciklusának (felhasználási tényezőjének) mérése

Rizs. 4. Jelspektrum a 74AC86 mikroáramkör generátor kimenetén

Ha a kimeneti jel szimmetriája megsérül, más spektrális komponensek elnyomhatók. Például, ha Q = 3 (5. ábra), a három többszöröse felharmonikusokat elnyomja a kimeneti jel (6. ábra). Egy ilyen üzemmód létrehozása multiméterrel is megtörténik, de csak az átlagos U out feszültséget kell elérnie = 0,333U k (vagy 0,666U k). Ez a lehetőség különösen akkor érdekes, ha kettővel vagy néggyel kell szoroznia. Magasabb harmonikusoknál a szűrők költsége már megnehezíti ennek a lehetőségnek a gyakorlati alkalmazását.

Rizs. 5. Jelspektrum

Rizs. 6. Jelspektrum

Így a négyszöghullám ideális a jel páratlan harmonikusainak megszerzésére, egészen a hetedikig. A magasabbak már erősen csillapítottak, kinyerésükhöz bonyolult szűrőkre, erősítőkre lenne szükség. A második és negyedik felharmonikus a legjobban a Q = 3 kimeneti jel kitöltési tényezőjével érhető el. Ha minden közeli harmonikusra szükség van a spektrumban, akkor Q = 2,41-et (K = 41,5%) kell beállítani.

Itt van egy fontos megjegyzés. Néha megesik, hogy a helyi oszcillátor vagy a mikrokontroller saját PLL-rendszeréből származó interferencia „elkalandozik” a vevőben. Az órajel munkaciklusának ügyes megválasztásával elnyomhatja a zavaró harmonikusok egy részét. Általában azonban az órajel harmonikusainak általános háttere csökkenthető, ha alapértelmezés szerint a munkaciklus pontosan Q = 2-re van állítva.

A javasolt eszköz elsősorban lineáris üzemmódban működő CMOS logikai elemeket használ. Ehhez az inverter üzemmódot használják (ha az elem két bemenetes, a második bemenetet közös vezetékre vagy tápvezetékre kötik), és egyenáramú visszacsatolást vezetnek be (7. ábra), hogy a működési pontot a középső helyen tartsák. átviteli jellemző. Az R3 ellenállás biztosítja az OOS-t, az R1 és R2 ellenállások segítségével pedig eltolja a működési pont helyzetét az átviteli karakterisztikán. Ez az áramkör lehetővé teszi a 74xCTxx sorozat logikai elemeinek kiegyensúlyozását is, amelyek kapcsolási küszöbértéke körülbelül 1,2 V (3,3 V tápfeszültség mellett). A helyes beállítás feltétele, hogy a kimeneti feszültséget a tápfeszültség 50%-ára kell beállítani. Az R2 ellenállás ellenállását a lehető legnagyobbra kell megválasztani, hogy kevésbé legyen hatással a bemeneti jeláramkörökre.

Rizs. 7. Készülék diagram

Az átviteli karakterisztika meredeksége 30...40 dB feszültségnövekedésnek felel meg. Ezért a több tíz millivolt feszültségű bemeneti jel már a kimenet nulláról maximumra történő változásához vezet. Az egyik állapotból a másikba való váltás során a zaj csökkentése érdekében a bemeneten bizonyos jelnövekedési sebességet kell biztosítani (a 74ACxx sorozatnál - körülbelül 125 mV/ns). Ebben az esetben van egy alsó határfrekvencia, amelynél nem lép fel zavaró zaj vagy öngerjesztés a karakterisztika aktív szakaszán való áthaladás során.

Ha a logikai kapu bemenetén engedélyezve van egy párhuzamos LC áramkör, akkor az alacsonyabb frekvenciájú bemeneti jelek zaj okozása nélkül továbbíthatók. 3,3 V tápfeszültségnél 3 MHz frekvencián a minimális feszültségingadozás 0,5...1 V. Alacsonyabb frekvencián történő működéshez a 74HCxx, MM74Cxx, 40xx sorozat logikai elemeit kell használni.

Az EXCLUSIVE OR elem (74AC86 chip) alapján könnyen készíthet kettős frekvenciaszorzót, ha az egyik bemenetre közvetlenül, a másik bemenetre egy RC áramkörre épülő késleltető vonalon keresztül jut a jel (8. ábra). Ha az RC áramkör időállandója (τ) lényegesen kisebb, mint a T impulzusismétlési periódus, akkor minden bemeneti feszültségeséssel rövid impulzusokat fogunk kapni a kimeneten, azaz az impulzusok száma (és ezzel a frekvenciájuk) megduplázódott. A C1 kondenzátor késleltetésének (az RC áramkör időállandójának) növekedésével a jel háromszög alakúvá válik, és az amplitúdója csökken, így a kapcsolási pontosság csökken, és a jel minősége romlik - az előlapok zajjal „lebegnek”. Egy ilyen szorzó stabilan működik τ-nál

Rizs. 8. Frekvencia szorzó

A kimeneti jel spektruma még tisztább lesz Q = 3 esetén (9. ábra). Ebben az esetben a szorzó „ad” harmonikusokat a kimeneten a 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 stb. frekvenciákon. Csak a 2F 1 és 4F 1 felharmonikusoknak van gyakorlati jelentősége, és az F 1, 3F 1, 5F 1 és 6F 1 frekvenciájú harmonikusok elnyomása segít. Ezzel a beállítással a kimenet U out = 0,333U k legyen.

Rizs. 9. Kimeneti spektrum

Rizs. 10. Jelspektrum

A mérőgenerátor blokkvázlata az ábrán látható. 11. Az áramkör két azonos kialakítású generátort (G1, G2) biztosít az eszköz funkcionalitásának bővítésére. Utánuk az U1 frekvenciaszorzóban vagy U2 frekvenciaszorzóban köztes frekvenciaszorzás történik. A szorzótényező egy, kettő, három vagy négy. Ezenkívül az U1 frekvenciaszorzó-osztóban a jelfrekvencia osztható kettővel vagy néggyel a szorzás előtt. A keverőben a DD1 elem kimenetén és a Z3 aluláteresztő szűrő után (vágási frekvencia - 100 kHz) az F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 | frekvenciájú jel generálódik. A keverő harmonikusokon is működik.

Rizs. 11. A mérőgenerátor blokkvázlata

A modulátor DD2, DD3, Z1 és Z2 elemeket tartalmaz, ezek alkotják a szükséges jelterhelési ciklust az utolsó szorzófokozathoz. Q = 2 munkaciklus esetén nincs szükség Z1 és Z2 elemekre. A DD4 és DD5 puffererősítőként működnek, ráadásul impulzusmodulálhatók.

A G3 generátor rövid impulzusokat generál impulzuszaj szimulálására, amelyet a SPON jel magas szintje aktivál. Ha a frekvenciáját 100...1000-szeresére csökkentjük (a megfelelő kondenzátorok kapacitásának növelésével), az RPU-ban állítható az AGC vagy zajcsillapító dinamikája.

A Z4 és Z5 szűrők segítségével leválasztjuk a kívánt harmonikust, és az A2 és A3 erősítők adják a kívánt szintet. A GEN-3 kimeneten kombinált jelet hozhat létre az S1 és S2 jumperekkel.

A tápegység (PSU) 3,3 V-os feszültséget biztosít a készülék alkatrészeinek, valamint +3,9 V-os kimeneti feszültség a vizsgált kis teljesítményű berendezések (TECSUN, DEGEN rádiók stb.) táplálására. A tápegység +5 V feszültséggel ellátható USB portról vagy mobiltelefon töltőjéről, valamint 5...15 V kimeneti feszültségű, nem stabilizált hálózati tápról. A készülék által fogyasztott áram a generátorok frekvenciájától függ, és teljes felszerelés esetén nem haladja meg a 70 mA-t.

A cikk következő része részletes leírást ad az eszközáramkörről és néhány konkrét példát annak konfigurációjára az amatőr rádióvezérlő egységekben gyakran előforduló IF-eken történő működéshez.

Egyszerű és olcsó szűrő SSB-hez

Voroncov A. RW6HRM javasolja az EMF-ek alternatívájaként egy egyszerű és – ami a legfontosabb – olcsó kvarcszűrő áramkör használatát. A cikk releváns ezen elemek szűkössége és magas költsége miatt.

Mostanában nagyon gyakran az internetes kiadványokban "könnyek" vannak a kezdő rádióamatőröktől, azt mondják, nehéz EMF-et szerezni, drága, kvarcszűrőt nehéz elkészíteni, műszerekre van szükség stb. Valóban, ma már meglehetősen problémás egy jó új EMF beszerzése, amit a piacon kínálnak, azt mélyen használják, a normál működés garanciája nélkül, és kvarcszűrőt építeni akár a kereskedelemben kapható 8,86 MHz-es kvarcra is megfelelő vezérlés, ill. mérőberendezés, „kukucskálónál”, lehetetlen. Első ránézésre nem olyan nagy a helyzet...

Lehetőség van azonban arra, hogy egy egyszerű kvarcszűrőt alacsony frekvenciájú SSB adóhoz vagy adó-vevőhöz készítsünk egészen egyszerűen és ami a legfontosabb, olcsón. Elég, ha végigsétál a rádióüzletekben, és 450-960 kHz-es frekvenciákhoz távirányítókhoz "két lábon járó" kvarckristályokat lát. Ezek az alkatrészek meglehetősen nagy tűrésekkel készülnek a generált frekvenciákon, ami lehetőséget ad mind a köztes frekvencia, mind a készülő szűrő sávszélességének megválasztására. Azonnal le kell foglalnom: az ötlet nem az enyém, korábban a svéd rádióamatőr, HARRY LYTHALL, SM0VPO tesztelte, és csak most tudatom veletek (miután több szűrőt készítettem magamnak).

A kvarc kiválasztásához tehát egy egyszerű hárompontos generátorra és egy frekvenciamérőre vagy egy 160 méteres amatőr sávot lefedő frekvenciamérővel ellátott rádióvevőre van szükségünk. Egy csomó kvarc közül ki kell választanunk kettőt 1-1,5 kHz-es generált frekvenciák térközzel. Ha 455 kHz-es kvarcot használunk, akkor a legkényelmesebb a negyedik harmonikusra hangolni (kb. 1820 kHz, 4-4,5 kHz-es térközt érve el), ha pedig 960 kHz-et, akkor a másodikra (1920 kHz, térköz 2 - 2, 5 kHz).

Ebben a példában a CL1 áramkör az előző erősítő fokozat terhelése; ez egy szabványos 455 kHz-es áramkör bármely külföldi gyártású AM vevőtől. Az amatőr rádiós szakirodalomból származó adatokat is használhatja házi készítésű áramkörökhöz 465 kHz-es frekvencián, 5%-kal csökkentve a fordulatok számát. A pontok az L2 és L3 kommunikációs tekercsek kezdetét jelzik, 10-20 fordulat elég nekik. Teljesen lehetséges egy szűrőt közvetlenül a keverő után felszerelni, például egy négy diódával rendelkező gyűrűt. Ebben az esetben már kapsz egy 1:1:1-es transzformátort, ami 10 - 12 mm külső átmérőjű F600-as gyűrűre készíthető, PEL-0,1 - 10 - 30 csavart hármas huzal menetszáma. C kondenzátorra transzformátor esetén természetesen nincs szükség. Ha az erősítő második fokozata tranzisztoron készül, akkor az árambeállító alapkörben 10 kOhm-os ellenállás használható, akkor 0,1 μF-os leválasztókondenzátorra nincs szükség. És ha ezt a szűrőt egy egyszerű rádióáramkörben használják, akkor az ellenállás kiküszöbölhető.

Most a megmaradt kvarchalomból ki kell választanunk a referenciaoszcillátornak megfelelőt. Ha 455 kHz-en kvarcot választunk a diagramon feltüntetett értékekre, akkor a szűrő kimenetén alsó oldalsávot kapunk, ha 454 kHz-en egy felsőt. Ha nincs több kvarc, akkor teljesen lehetséges egy referenciaoszcillátor összeállítása hárompontos kapacitív áramkör segítségével, és a frekvenciájának kiválasztásával beállíthatja a kapott szűrőt. Ebben az esetben a generátort fokozott hőstabilitási intézkedésekkel kell elkészíteni.

A hangolás akár füllel, rádióadók segítségével is elvégezhető, de ezt az élvezetet meghagyjuk a többé-kevésbé tapasztalt „zenészeknek”. A beállításhoz jó lenne egy hanggenerátor és egy oszcilloszkóp. A hanggenerátorból 3 - 3,3 kHz frekvenciájú jelet táplálunk a mikrofonerősítőbe (feltéve, hogy a szűrő már az adó áramkörben van), oszcilloszkópot csatlakoztatunk a szűrő kimenetére, és eltoljuk a referencia oszcillátor frekvenciáját amíg a szűrő utáni kimeneti jelszint minimálisan le nem csökken . Ezután ellenőrizzük a szűrő átvitelének alsó határát úgy, hogy egy hanggenerátorból 300 Hz-es frekvenciát alkalmazunk a mikrofon bemenetére. Egyébként a mikrofonerősítő átviteli sávszélességének alsó határának növeléséhez hangfrekvenciákon elegendő körülbelül 6800 pF vagy annál kisebb kapacitású átmeneti kondenzátorokat telepíteni, a felső határhoz pedig mindenképpen. jó, ha legalább egylinkes aluláteresztő szűrőt szerel fel.

Ez minden. Amint láthatja, ennek a szűrőnek a gyártása során nem kell nagy költségeket fizetnie, és a jel meglehetősen reprezentatív lesz. Természetesen egyszerűsége miatt a második kategóriás adókban már nem célszerű használni, de 1,8 - 7 MHz-hez bőven elég lesz. A mérési eredmények szerint ez a klasszikus kialakítás teljesen egybeesik a referenciakönyvekben leírtakkal (például Bunin és Yaylenko rövidhullámú kézikönyve) - a karakterisztika alsó része kissé meghúzódik. A csillapítás az áteresztősávban kb. 1-2 dB, ez a használt rezonátorok minőségétől függ. De ha találsz még olcsóbb módot az SSB-vel való adásra (kivéve a fázist), szólj

A "leningrádi" kvarcszűrő frekvenciaválaszának javítása

S. Popov RA6CS

A frekvenciaszűrők megvalósítása során figyelembe kell venni alkalmazásuk sajátosságait. Korábban már tárgyaltuk, hogy az aktív szűrők (leggyakrabban) kényelmesek viszonylag aluláteresztő szűrők megvalósításához. Kényelmes a több száz kilohertztől a több száz megahertzig terjedő frekvenciatartományban használni. Ezek a szűrőmegvalósítások meglehetősen kényelmesek a gyártásban, és bizonyos esetekben beállíthatók a frekvencia. Alacsony paraméterstabilitásúak azonban.

A szűrőben lévő ellenállások ellenállási értéke nem állandó. A hőmérséklettől, páratartalomtól vagy az elemek öregedésének függvényében változik. Ugyanez mondható el a kondenzátor kapacitásértékéről is. Ennek eredményeként a szűrő pólusainak hangolási frekvenciája és minőségi tényezői megváltoznak. Ha vannak nullák a szűrőn, akkor ezek hangolási frekvenciái is megváltoznak. A változtatások eredményeként a szűrő megváltoztatja a . Azt mondják egy ilyen szűrőről, hogy „szét esik”

Hasonló helyzet fordul elő passzív LC szűrőkkel is. Igaz, az LC szűrőkben a pólus vagy nulla frekvencia függése kevésbé függ az induktivitás és a kapacitás értékétől. Ez a függés arányos a négyzetgyökkel, ellentétben az RC áramkörök lineáris függésével. Ezért az LC áramkörök nagyobb paraméter-stabilitást mutatnak (körülbelül 10 -3).

Bizonyos intézkedések alkalmazásával (például pozitív és negatív TKE-vel rendelkező kondenzátorok alkalmazása, termikus stabilizálás) a leírt szűrők paramétereinek stabilitása nagyságrenddel javítható. A modern berendezések létrehozásakor azonban ez nem elég. Ezért a 20. század 40-es évétől kezdődően stabilabb megoldásokat kerestek.

A kutatás során kiderült, hogy a mechanikai rezgések, különösen vákuumban, kisebb veszteséggel járnak. A szűrőket zenei hangvillákra és húrokra fejlesztették ki. A mechanikai rezgéseket gerjesztették, majd mágneses tér segítségével induktorok eltávolították. Ezek a tervek azonban drágának és nehézkesnek bizonyultak.

Ezután az elektromos energia mechanikai rezgésekké történő átalakítását kezdték el magnetostrikciós és piezo hatások segítségével. Ez lehetővé tette a szűrők méretének és költségének csökkentését. A kutatás eredményeként kiderült, hogy a kvarckristály lemezek rezgési frekvenciájának legnagyobb stabilitása. Ezen kívül piezoelektromos hatásuk is van. Ennek eredményeként a kvarcszűrők a legjobb minőségű szűrők messze a leggyakoribb típusai. A kvarc rezonátor belső szerkezetét és megjelenését az 1. ábra mutatja.

1. ábra Kvarc rezonátor belső szerkezete és megjelenése

Egykristály rezonátort ritkán használnak kristályszűrőkben. Ezt a megoldást általában rádióamatőrök használják. Jelenleg sokkal jövedelmezőbb egy kész kvarcszűrő vásárlása. Sőt, a piac általában szűrőket kínál a leggyakoribb köztes frekvenciákhoz. A kvarcszűrők gyártói egy másik megoldást alkalmaznak a méretek csökkentésére. Egy kvarclemezre két pár elektródát helyeznek el, amelyek két akusztikusan összekapcsolt rezonátort képeznek. A hasonló kialakítású kvarclemez megjelenését és a ház rajzát, ahol elhelyezték, a 2. ábra mutatja.

2. ábra Két rezonátoros kvarclemez megjelenése, a ház rajza és a kvarcszűrő megjelenése

Ezt a megoldást kvarcpárnak nevezzük. A legegyszerűbb kvarcszűrő egy párból áll. Grafikus jelölése a 3. ábrán látható.

3. ábra Kvarcpár grafikus jelölése

A kvarc kettős elektromosan egyenértékű a 4. ábrán látható, két csatolt áramkörrel rendelkező sávszűrő áramkörrel.

4. ábra Kvarc ikernek megfelelő kettős áramkörű szűrőáramkör

A különbség az áramkörök elérhető minőségi tényezőjében, és ezáltal a szűrő sávszélességében rejlik. Az erősítés különösen magas frekvenciákon (több tíz megahertz) észrevehető. A negyedik rendű kvarcszűrők két páron készülnek, amelyeket kondenzátorral kapcsolnak össze. Ennek a kettőnek a be- és kimenete már nem egyenértékű, ezért ponttal jelöljük őket. Ennek a szűrőnek a diagramja az 5. ábrán látható.

5. ábra Negyedrendű kvarcszűrő áramkör

Az L1C1 és L2C3 szűrőket, mint általában, úgy tervezték, hogy átalakítsák a bemeneti és kimeneti ellenállást, és normál értékre hozzák azokat. A nyolcadrendű kvarcszűrők is hasonló módon készülnek. Megvalósításukhoz négy kvarc ikerpárt használnak, de az előző verziótól eltérően a szűrő egy házban készül. Egy ilyen szűrő sematikus diagramja a 6. ábrán látható.

6. ábra Nyolcadrendű kvarcszűrő sematikus diagramja

Egy nyolcadrendű kvarcszűrő belső kialakítása tanulmányozható a szűrő eltávolított burkolatú fényképéről, amely a 7. ábrán látható.

7. ábra Nyolcadrendű kristályszűrő belső kialakítása

A képen jól látható négy kvarc duál és három felületre szerelhető kondenzátor (SMD). Hasonló kialakítást alkalmaznak minden modern szűrőben, mind a behatoló, mind a felületre szerelt szűrőben. A kvarcszűrők hazai és külföldi gyártói egyaránt használják. A hazai gyártók közül említhetjük a JSC Moriont, az LLC Atomerőmű Meteor-Kurs-t vagy a Piezo cégcsoportot. A referenciák listája néhány külföldi kvarcszűrő gyártót mutat be. Meg kell jegyezni, hogy a 7. ábrán látható kialakítás könnyen megvalósítható felületre szerelhető (SMD) csomagokban.

Mint látjuk, most már nem okoz gondot minimális méretű kész kvarcszűrő vásárlása megfizethető áron. Kiváló minőségű vevők, adók, adó-vevők vagy más típusú rádióberendezések tervezésére használhatók. A piacon kínált kvarcszűrő típusok közötti könnyebb eligazodás érdekében bemutatunk egy grafikont, amely az amplitúdó-frekvencia válasz jellemző függését mutatja a rezonátorok (pólusok) számától, amelyet a SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL adott meg.