Трансивър кварцов филтър. Кварцови филтри Как да настроите кристалния филтър на трансивъра

Кварцовият филтър, както знаем, е „половината от добър трансивър“. Тази статия представя практичен дизайн на дванадесет кристални кварцови филтъра за основен избор за висококачествен приемо-предавател и приставка за компютър, което ви позволява да конфигурирате този и всички други теснолентови филтри. В аматьорските дизайни наскоро като основен филтър за селекция са използвани кварцови филтри от осемкристални стълби, направени върху идентични резонатори. Тези филтри са относително лесни за производство и не изискват големи материални разходи.

Разработени са компютърни програми за тяхното изчисляване и моделиране. Характеристиките на филтрите напълно отговарят на изискванията за висококачествено приемане и предаване на сигнала. Въпреки това, с всички предимства, тези филтри имат и значителен недостатък - известна асиметрия на честотната характеристика (плосък нискочестотен наклон) и съответно нисък коефициент на правоъгълност.

Претоварването на любителските радиопредавания определя доста строги изисквания за селективността на модерен приемо-предавател на съседен канал, поради което основният филтър за избор трябва да осигурява затихване извън лентата на пропускане не по-лошо от 100 dB с коефициент на правоъгълност 1,5... 1,8 ( при нива -6/-90 dB ).

Естествено, загубите и неравномерността на честотната характеристика в лентата на пропускане на филтъра трябва да бъдат минимални. Ръководейки се от препоръките, изложени в, за основа беше избран десеткристален стълбовиден филтър с характеристика на Чебишев с неравномерна честотна характеристика от 0,28 dB.

За да се увеличи стръмността на наклоните, успоредни на входа и изхода на филтъра, бяха въведени допълнителни вериги, състоящи се от последователно свързани кварцови резонатори и кондензатори.

Изчисленията на параметрите на резонаторите и филтъра бяха извършени съгласно метода, описан в. За честотна лента на филтъра от 2,65 kHz са получени първоначалните стойности: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Филтърната верига и изчислените стойности на стойностите на кондензатора са показани на фиг. 1.

Дизайнът използва кварцови резонатори за телевизионни PAL декодери с честота 8,867 MHz, произведени от VNIISIMS (Александров, Владимирска област). Стабилната повторяемост на параметрите на кристала, малките им размери и ниската цена изиграха роля при избора.

Изборът на честотата на кварцовите резонатори за ZQ2-ZQ11 беше извършен с точност ±50 Hz. Измерванията са извършени с помощта на самоделен автоосцилатор и индустриален честотомер. Резонаторите ZQ1 и ZQ12 за паралелни вериги бяха избрани от други партиди кристали с честоти съответно по-ниски и по-високи от честотата на основния филтър с приблизително 1 kHz.

Филтърът е монтиран върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло с дебелина 1 mm (фиг. 2).

Най-горният слой на метализация се използва като обикновен проводник. Отворите от страната на монтирането на резонаторите са скрити. Корпусите на всички кварцови резонатори са свързани към общ проводник чрез запояване.

Преди монтиране на частите платката на филтъра е запечатана в калаена кутия с два подвижни капака. Също така от страната на печатните проводници е запоена екранна преграда, минаваща между изводите на резонаторите по централната аксиална линия на платката.

На фиг. Фигура 3 показва монтажната схема на филтъра. Всички кондензатори във филтъра са CD и KM.

След като филтърът беше направен, възникна въпросът: как да измерим неговата честотна характеристика с максимална разделителна способност у дома?

Използван е домашен компютър, последван от проверка на резултатите от измерването чрез конструиране на честотната характеристика на филтъра точка по точка с помощта на селективен микроволтметър. Като дизайнер на радиолюбителско оборудване, бях много заинтересуван от идеята, предложена от DG2XK, за използване на компютърна програма за нискочестотен (20 Hz...22 kHz) спектрален анализатор за измерване на честотната характеристика на теснолентови любителски радиофилтри.

Същността му се състои в това, че високочестотният спектър на честотната характеристика на кварцов филтър се прехвърля в нискочестотния диапазон с помощта на конвенционален SSB детектор, а компютър с инсталирана програма за спектрален анализатор позволява да се види честотата отговор на този филтър на дисплея.

Като източник на високочестотен сигнал DG2XK се използва шумов генератор на ценеров диод. Експериментите, които проведох, показаха, че такъв източник на сигнал позволява да се види честотната характеристика до ниво не повече от 40 dB, което очевидно не е достатъчно за висококачествена настройка на филтъра. За да видите честотната характеристика на филтър на ниво -100 dB, генераторът трябва да има

нивото на страничния шум е под определената стойност и детекторът има добра линейност с максимален динамичен диапазон не по-лош от 90... 100 dB.

Поради тази причина генераторът на шум беше заменен от традиционен генератор за почистване (фиг. 4). Основата е схемата на кварцов осцилатор, в която относителната спектрална плътност на мощността на шума е равна на -165 dB/Hz. Това означава, че шумовата мощност на генератора при 10 kHz се разстройва в честотна лента от 3 kHz

по-малко от мощността на основното трептене на генератора със 135 dB!

Оформлението на оригиналния източник е леко променено. Така вместо биполярни транзистори се използват транзистори с полеви ефекти и верига, състояща се от индуктор L1 и варикапи VD2-VD5, е свързана последователно с кварцовия резонатор ZQ1. Честотата на генератора може да се настройва спрямо честотата на кварца в рамките на 5 kHz, което е напълно достатъчно за измерване на честотната характеристика на теснолентов филтър.

Кварцовият резонатор в генератора е подобен на филтър. В режим на генератор на честота на завъртане, управляващото напрежение към варикапите VD2-VD5 се подава от генератор на напрежение с трион, направен на транзистор VT2 с еднопреходен транзистор с генератор на ток на VT1.

За ръчно регулиране на честотата на генератора се използва многооборотен резистор R11. Чипът DA1 работи като усилвател на напрежение. Първоначално замисленото синусоидално управляващо напрежение трябваше да бъде изоставено поради неравномерната скорост на преминаване на честотната характеристика на различни участъци от честотната характеристика на филтъра и за постигане на максимална разделителна способност честотата на генератора беше намалена до 0,3 Hz. Превключвателят SA1 избира честотата на генератора "трион" - 10 или 0,3 Hz. Отклонението на честотата на MFC се задава чрез подстригващ резистор R10.

Схематичната диаграма на детекторния блок е показана на фиг. 5. Сигналът от изхода на кварцовия филтър се подава на вход X2, ако веригата L1C1C2 се използва като товар на филтъра.

Ако измерванията се извършват на филтри, натоварени с активно съпротивление, тази верига не е необходима. След това сигналът от товарния резистор се прилага към входа X1 и проводникът, свързващ входа X1 към веригата, се отстранява на печатната платка на детектора.

Повторител на източника с динамичен обхват над 90 dB на мощен полеви транзистор VT1 съответства на съпротивлението на натоварване на филтъра и входното съпротивление на миксера. Детекторът е направен по пасивна балансирана смесителна схема, използваща полеви транзистори VT2, VT3 и има динамичен диапазон над 93 dB.

Комбинираните затвори на транзисторите през P-веригите C17L2C20 и C19L3C21 получават противофазни синусоидални напрежения от 3...4V (rms) от референтния генератор. Референтният осцилатор на детектора, направен на чип DD1, съдържа кварцов резонатор с честота 8,862 MHz.

Нискочестотният сигнал, образуван на изхода на миксера, се усилва приблизително 20 пъти от усилвател на чипа DA1. Тъй като звуковите карти на персонални компютри имат вход с относително нисък импеданс, детекторът е оборудван с мощен операционен усилвател K157UD1. Честотната характеристика на усилвателя се настройва така, че под 1 kHz и над 20 kHz да има намаляване на усилването от приблизително -6 dB на октава.

Генераторът на честота на люлеене е монтиран върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло (фиг. 6). Горният слой на платката служи като общ проводник, отворите за изводите на частите, които нямат контакт с него, са скрити.

Таблото е запечатано в кутия с височина 40 мм с два подвижни капака. Кутията е изработена от калайдисана ламарина. Индукторите L1, L2, L3 са навити на стандартни рамки с диаметър 6,5 mm с тримери от карбонилно желязо и поставени в екрани. L1 съдържа 40 навивки проводник PEV-2 0,21, L3 и L2 - съответно 27 и 2+4 навивки проводник PELSHO-0,31.

Намотка L2 е навита върху L3 по-близо до „студения“ край. Всички дросели са стандартни - DM 0.1 68 µH. Постоянни резистори MLT, настройващи резистори R6, R8 и R10 тип SPZ-38. Многооборотен резистор - PPML. Постоянни кондензатори - КМ, КЛС, КТ, оксидни - К50-35, К53-1.

Създаването на MCC започва с настройка на максималния сигнал на изхода на трионообразния генератор на напрежение. Чрез наблюдение на сигнала на щифт 6 на микросхемата DA1 с осцилоскоп, с помощта на подстригващи резистори R8 (усилване) и R6 (отместване) настройте амплитудата и формата на сигнала, показан на диаграмата в точка А. Чрез избор на резистор R12, стабилно генериране се постига без влизане в режим на ограничаване на сигнала.

Чрез избор на капацитет на кондензатор C14 и регулиране на веригата L2L3, изходната осцилаторна система се настройва на резонанс, което гарантира добра товароносимост на генератора. С помощта на тримера на бобината L1 границите за настройка на осцилатора се задават в диапазона от 8,8586-8,8686 MHz, което припокрива честотната лента на тествания кварцов филтър с марж. Да се осигури максимално преструктуриране на GKCH

(най-малко 10 kHz) около точката на свързване L1, VD4, VD5 горният слой фолио се отстранява. Без товар изходното синусоидално напрежение на генератора е 1V (rms).

Детекторният блок е изработен върху печатна платка от двустранно фолио от фибростъкло (фиг. 7).

Най-горният слой фолио се използва като обикновен проводник. Отворите за изводите на части, които нямат контакт с общия проводник, са зенкеровани.

Таблото е запечатано в тенекиена кутия с височина 35 мм със свалящи се капаци. Разделителната способност на приставката зависи от качеството на нейното производство.

Намотките L1 - L4 съдържат 32 навивки от проводник PEV-0.21, навити навивки за завиване на рамки с диаметър 6 mm. Тримери в намотки от бронирани ядра SB-12a. Всички дросели са тип DM-0.1. Индуктивност L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Трансформатор T1 е навит върху 1000NN пръстеновидна феритна магнитна сърцевина със стандартен размер K10 x 6 x 3 mm и съдържа 7 навивки в първичната намотка и 2 x 13 навивки от проводник PEV-0.31 във вторичната намотка.

Всички подстригващи резистори са SPZ-38. По време на предварителната настройка на устройството се използва високочестотен осцилоскоп за наблюдение на синусоидалния сигнал на портите на транзисторите VT2, VT3 и, ако е необходимо, регулиране на намотките L2, L3. Чрез регулиране на намотката L4, честотата на референтния осцилатор се понижава под лентата на пропускане на филтъра с 5 kHz. Това се прави така, че в работната зона на спектралния анализатор да има по-малко смущения, които намаляват разделителната способност на устройството.

Генераторът на измиваща честота е свързан към кварцов филтър чрез съгласуващ колебателен кръг с капацитивен делител (фиг. 8).

По време на процеса на настройка това ще ви позволи да получите ниско затихване и неравномерност в лентата на пропускане на филтъра.

Вторият съгласуващ колебателен кръг, както вече беше споменато, се намира в приставката на детектора. След като сглобихме измервателната верига и свързахме изхода на приемника (конектор X3) към микрофона или линейния вход на звуковата карта на персоналния компютър, стартираме програмата за спектрален анализатор. Има няколко такива програми. Авторът е използвал програмата SpectraLab v.4.32.16, намираща се на адрес: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Програмата е лесна за използване и има големи възможности.

И така, стартираме програмата “SpektroLab” и чрез регулиране на честотите на MCG (в режим на ръчно управление) и референтния осцилатор в приставката на детектора, задаваме пика на спектрограмата на MCG на около 5 kHz. След това, чрез балансиране на миксера на приставката на детектора, пикът на втория хармоник се намалява до нивото на шума. След това режимът GCH се включва и на монитора се появява дългоочакваната честотна характеристика на тествания филтър. Първо се включва честотата на люлеене от 10 Hz и с помощта на R11, регулирайки централната честота, а след това лентата на люлеене R10 (фиг. 4), установяваме приемлива „картина“ на честотната характеристика на филтъра в реално време . По време на измерванията, чрез регулиране на съгласуващите вериги, постигаме минимални неравности в лентата на пропускане.

След това, за да постигнем максимална разделителна способност на устройството, включваме честотата на сканиране от 0,3 Hz и задаваме в програмата максималния възможен брой точки на трансформация на Фурие (FFT, авторът има 4096...8192) и минималната стойност на параметърът за осредняване (Осредняване, авторът има 1).

Тъй като характеристиката се чертае в няколко преминавания на GKCh, режимът на пиков волтметър за съхранение (Hold) е включен. В резултат на това получаваме честотната характеристика на изследвания филтър на монитора.

С помощта на курсора на мишката получаваме необходимите цифрови стойности на резултантната честотна характеристика на необходимите нива. В този случай не трябва да забравяте да измерите честотата на референтния осцилатор в приставката на детектора, за да получите след това истинските стойности на честотата на точките на честотна характеристика.

След като оценяват първоначалната „картина“, те настройват честотите на последователния резонанс ZQ1n ZQ12, съответно, към долния и горния наклон на честотната характеристика на филтъра, постигайки максимална квадратура на ниво от -90 dB.

В заключение, с помощта на принтера получаваме пълноценен „документ“ за произведения филтър. Като пример на фиг. Фигура 9 показва спектрограмата на честотната характеристика на този филтър. Там е показана и спектрограма на сигнала на GKCh. Видимата неравномерност на левия наклон на честотната характеристика на ниво -3...-5 dB се елиминира чрез пренареждане на кварцовите резонатори ZQ2-ZQ11.

В резултат на това получаваме следните характеристики на филтъра: лента на пропускане на ниво - 6 dB - 2.586 kHz, неравномерност на честотната характеристика в лентата на пропускане - по-малко от 2 dB, коефициент на квадратност на нивото - 6/-60 dB - 1.41; по нива - 6/-80 dB 1.59 и по нива - 6/-90 dB - 1.67; затихването в обхвата е по-малко от 3 dB, а затихването извън обхвата е повече от 90 dB.

Авторът решава да провери получените резултати и измерва честотната характеристика на кварцовия филтър точка по точка. За измерванията беше необходим селективен микроволтметър с добър атенюатор, който беше микроволтметър тип HMV-4 (Полша) с номинална чувствителност от 0,5 μV (в същото време той записва сигнали добре на ниво от 0,05 μV) и атенюатор от 100 dB.

За тази опция за измерване беше сглобена диаграмата, показана на фиг. 1. 10. Съгласуващите вериги на входа и изхода на филтъра са внимателно екранирани. Свързващите екранирани проводници са с добро качество. „Земните“ вериги също са внимателно изпълнени.

Плавно променяйки честотата на високочестотния резистор R11 и превключвайки атенюатора от 10 dB, вземаме показания на микроволтметър, преминавайки през цялата честотна характеристика на филтъра. Използвайки данните от измерванията и същата скала, изграждаме графика на честотната характеристика (фиг. 11).

Благодарение на високата чувствителност на микроволтметъра и ниския страничен шум на GKCh, сигналите се записват добре на ниво от -120 dB, което ясно се отразява на графиката.

Резултатите от измерванията са както следва: ниво на пропускане - 6 dB - 2.64 kHz; неравномерност на честотната характеристика - по-малко от 2 dB; коефициентът на правоъгълност за нива -6/-60 dB е 1.386; по нива - 6/-80 dB - 1.56; по нива - 6/-90 dB - 1.682; по нива - 6/-100 dB - 1.864; затихването в лентата е по-малко от 3 dB, зад лентата е повече от 100 dB.

Някои разлики между резултатите от измерването и компютърната версия се обясняват с наличието на натрупващи се грешки в цифрово-аналоговото преобразуване, когато анализираният сигнал се променя в голям динамичен диапазон.

Трябва да се отбележи, че горните графики на честотната характеристика на кварцов филтър са получени с минимално количество работа по настройка и с по-внимателен подбор на компоненти, характеристиките на филтъра могат да бъдат значително подобрени.

Предложената генераторна схема може успешно да се използва за работа на AGC и детектори. Чрез прилагане на сигнал от генератор на честота на сканиране към детектора, на изхода на приставката към компютъра получаваме сигнал от генератор на честота на честота на сканиране с ниска честота, с който можете лесно и бързо да конфигурирате всеки филтър и каскада на нискочестотен път на трансивъра.

Не по-малко интересно е използването на предложената детекторна приставка като част от панорамния индикатор на трансивъра. За да направите това, свържете кварцов филтър с честотна лента 8...10 kHz към изхода на първия миксер. След това полученият сигнал се усилва и се подава към входа на детектора. В този случай можете да наблюдавате сигналите на вашите кореспонденти с нива от 5 до 9 точки с добра резолюция.

Г. Брагин (RZ4HK)

Литература:

1. Усов В. Кварцов филтър SSB. - Радиолюбител, 1992, № 6, с. 39, 40.

2. Дроздов В. В. Любителски KB приемо-предаватели. - М.: Радио и комуникация, 1988.

3. Клаус Рабан (DG2XK) Оптимизиране на Eigenbau-Quarzfiltern с компютърна звукова карта. - Funkamater, № 11, 2001, С. 1246-1249.

4. Франк Силва. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - ФЪНК, 1999, 11, С. 38.

Интересна информация се натрупа от радиолюбители, които са направили основните платки на "Portable TRX" и разбира се от "ретранслатори" - няколко неоснователни твърдения - "защо не работи по начина, по който работи FT-1000MP?"

Още веднъж насочвам вниманието на читателя към факта, че „трябва да платите за всичко“ и трансивърът, който е замислен като подобие на внесени „кутии за сапун“, особено без внимателна конфигурация и отстраняване на грешки, никога няма да покаже дори онези параметри, които са написани в раздела „Преносим TRX“ " Напомням ви още веднъж - колкото по-опростен е дизайнът на веригата, толкова по-внимателно ще трябва да „извлечете“ максималните параметри буквално от всеки етап. И ако сте закупили комплект кварцови филтри за $10, с неизвестен произход и с неизвестна честотна характеристика, сте запоили пластмасови транзистори с неизвестен производител и освен това с теоретично прогнозирани параметри (главно от думите на дилъра на радиопазара от когото са закупени) и дори бобини - трансформатори бяха навити на 100-годишен ферит от „боклук“ - какво можете да очаквате от такова „чудовище“? Предлагам да разгледам характеристиките на основната платка № 3, която ми беше изпратена от Олег (US5EI) от Днепропетровск. Той рискува да поеме по пътя, който на пръв поглед е най-евтиният и оптимален от негова гледна точка, но се оказва точно обратното - „преди беше лошо, но сега става все по-зле и по-зле...”. Той сам направи платката и „леко“ (според него) промени конфигурацията на пистите за кварцовите филтри, които закупи готови. Той смяташе, че опцията за 4 + 4 или 6 + 4 кристала във филтрите не заслужава внимание - той използва "стандартната" радиолюбителска опция - 8 + 4. Останалата част от хардуера на платката е от стар склад (да се чете: боклук). Всичко „това“ беше запоено върху самоделна платка, но по-късно се оказа „както винаги“. Опитите за съживяване на „чудовището“ завършиха с „обжалване към автора“.....

Най-важната задача при производството на приемник е да се осигури чувствителност и селекция на сигнала. Без висококачествен кварцов филтър този проблем не може да бъде решен в TRX с едно преобразуване.

Колко пъти това е писано и пренаписвано в радиолюбителската литература??? Но трябва да се върна отново към този въпрос. За повече от 20 години почти постоянен HF дизайн и, което е важно, същия брой години работа в ефир (тъй като има дизайнери, за които почти никой не е чувал в ефир - какво да кажем за техните "умения и подходи" към реалности аматьорско предаване???) направих заключение за себе си - не можем да спестим от главния филтър за избор - ако искаме да изградим достатъчно висококачествено „Radivo“. FOS трябва да има затихване в лентата на спиране от поне 70-80Db с минимално затихване в лентата на пропускане. Нуждаем се от максимални стойности на забавяне на нискочестотните ленти. По правило нивата там вече са 59+20-40 Db, т.е. при затихване на филтъра от 80Db и получен сигнал от +40Db, можем да предположим, че той ще се „изкачи“ с 2-3 пункта по скалата на S-meter. Такива нива вече няма да могат да повлияят на работата на каскадите след XTAL ZQ. Но ако съсед се появи на същия диапазон с ниво от +80Db, ситуацията не се променя в „нашата“ посока. Но нека не приемаме като основен параметър на приемника, че той работи на една и съща лента едновременно със съседа си, т.к. най-вероятно такава работа „няма да бъде радост“ за него и за „борба с такива нива“ има радикален метод - атенюатори.

В стотиците кварцови филтри, които са били направени през годините, затихването извън лентата на пропускане се характеризира като приблизително 10Db на кварц. С лека разлика в едната или другата посока в зависимост от качеството и размера на кварца. Имам предвид кварцови филтри, използващи стълбовидна верига. Основният недостатък на такива филтри е удълженият по-нисък наклон на честотната характеристика. Шесткристалният филтър, направен от кварц в B1, е военен филтър (да не се бърка с генераторните филтри!) и има затихване извън лентата на пропускане от поне 70Db. За съжаление, трябва да забравим за такъв кварц - старите запаси са на изчерпване и "това няма да се повтори"... Днес най-достъпният (но не и най-добрият!) Вариант е да закупите малък кварц на 8,867 MHz на радио пазара и да се опитате да изваяте нещо от тях. Трябва да обърнете голямо внимание на вида и качеството на кварца. Налични са десетки видове и дизайни, но не всички от тях могат да се използват за направата на филтри. Най-висококачествените ни позволяват да произвеждаме доста „проходими” филтри. Най-малко - не по-лошо, отколкото от стария генератор на кварц в B1. Осем кристала осигуряват най-малко 80Db затихване зад лентата, което, както беше отбелязано по-горе, е напълно достатъчно за трансивър, предназначен за "нормална" работа в ефир. Можете да направите един филтър с осем кристала и да се „успокоите“, но получаваме малък филтър (имам предвид от малки съвременни кварцови кристали), който има 3,3 cm между входа и изхода, затихване в лентата от 2 до 4 Db и неравности до 4-6 Db. Инсталираме го в „главната платка“ и в резултат на това получаваме „изкачване“, заобикаляйки филтъра в най-добрия случай -60Db, а във версията на Олег на основната платка US5EI -40Db. Вече описах как да направя самия филтър в описанието на „HF трансивъра“. Всички видове „красиви“ версии на печатни платки под кварц, „елегантни“ кутии и др. - са опасни както поради влошаване на качествения фактор на кварца (когато залепваме кварцовите крака във фибростъкло), така и поради "изкачването" на сигнала, заобикаляйки самите кварцови плочи. Ако правите филтри в кутии, тогава трябва да заземите кварцовите корпуси на кутията, която е най-добре направена от тънък калайдисан метал, а цялата инсталация вътре се извършва на кварцови крака. Вижте - всички фабрични филтри са направени по този начин. Приемам варианта да си направя самоделна платка и филтър върху нея само със запазване на фолиото от страната на монтиране на частите под общата “земя”, с допълнително запояване на кварцовите корпуси върху него, след което можете да покриете и филтър отгоре с екранираща кутия от калайдисана ламарина и запояване от всички страни към фолиото на платката. Да, съгласен съм - не е много красиво, технологично напреднало, бързо и т.н. но само по този начин „пропълзяването“ може да бъде избегнато доколкото е възможно. И за какво се „борим” преди всичко – за „корпоративен вид” или за запазване на максимално достижимите параметри на самия филтър? Всеки дизайнер решава това за себе си, индивидуално...

Преди това, имитирайки общата „тенденция“ на радиооператора, той произвежда единични осемкристални филтри. Но след като все по-често започна да свършва кварца в кутията B1, която е много по-удобна за работа, започнаха да се използват резервите от кварц в малка кутия - на тях пише RK169. И тук се появи тенденцията за трудност при получаване на минимални неравности в лентата на пропускане и „преминаване“ заобикаляйки филтъра в осемкристалния ZQ. Последваха съответни опити за „преодоляване на възникналите проблеми”... Което доведе до възможността за изграждане на четири и шест кристални филтри. Това решение беше допълнително потвърдено от информация за фазовите характеристики на филтрите - колкото по-дълъг е филтърът (колкото повече връзки има), толкова по-голямо е фазовото „отскачане“ на филтъра. Тъй като всяка връзка има индивидуални фазови характеристики, които най-вероятно няма да съвпадат с характеристиките на други връзки, това води до „звънене“. Можем ясно да чуем това явление със собствените си уши в теснолентови многосекционни филтри. Въпреки че във филтрите за SSB това „звънене“ е почти невъзможно да се чуе, някои талантливи „слушатели“ дори могат да определят от ефирен сигнал дали работи EMF или тесен кварцов филтър (по мое мнение, това е, разбира се, „философски“ въпрос – четете – спорен). При практическо изпълнение е много по-лесно да се осигури плосък пик на честотната характеристика в шесткристален филтър и почти "автоматично" се получава неравномерност по-малка от 1Db в четирикристален филтър. Затихването в лентата на пропускане на 6-кристален ZQ най-често не надвишава 2-3Db, а за 4-кристален ZQ е до 2Db. Но тъй като затихването в лентата на спиране на такива филтри не е достатъчно за HF трансивър, трябваше да разработим основни платки № 3 и № 4. Тези. инсталираме филтри „като влак“ с активни каскади, съответстващи им. Реалните измервания на честотната характеристика от край до край на тази опция за дизайн са показани на фиг. номер 1.

Измерванията са извършени на анализатор SK4-59. Сигналът се подава към първия етап VT1 на основната платка № 3 и се отстранява от комуникационната намотка на бобината в дренажа на VT4 (при изключен детектор). Основната платка № 3, направена от Олег (US5EI), показа затихване в лентата на спиране от приблизително 45 Db с неравномерност в лентата до 8 Db Фиг. № 2.

Може би ще успея да снимам екрана SK4-59 с честотната характеристика на проходния път на платката US5EI и "стандартната" платка № 3 с два 4+4 кварцови филтъра за визуално сравнение - засега мога само предлагат скицирани снимки. Неравномерността в лентата на пропускане на първия 8-кристален филтър достига 7Db, а затихването извън лентата на пропускане леко надвишава 40Db.

Фигура № 2. Честотна характеристика на платка US5EI осемкристален филтър + четирикристален филтър

Фиг.3. Честотна характеристика на 6-кристален филтър, измерена с X1-38 (линейна скала)

Фиг.4. Честотна характеристика на 6-кристален филтър, измерена чрез SK4-59 (логаритмична скала)

Фиг.5. Честотна характеристика на 6+4-кристален филтър, измерена с X1-38 (линейна скала)

Фиг.6. Честотна характеристика на 6+4-кристален филтър, измерена чрез SK4-59 (логаритмична скала)

Основна платка № 3, произведена от US5EI

Това налага заключението - има ли смисъл да се използват „сериозни“ кварцови филтри в едноплаткова версия на трансивъра? По-вероятно да, отколкото не. Но до определено ниво на затихване отвъд лентата на пропускане, тъй като при дизайн с една платка „пропълзяването“ така или иначе не може да бъде избегнато. Като пример давам две честотни характеристики на основна платка № 3, „копирани“ от екрана SK4-59 - първата с 4+4 филтъра, втората с 6+4 филтъра (фиг. № 1). Вторият 4-кристален филтър в тази „лабораторна работа“ не се промени, така че честотната характеристика от край до край на варианта 6+4 се оказа малко по-тясна, отколкото бихме искали, поради леко несъответствие между централни честоти на тези филтри - те са изместени една спрямо друга с 200Hz. Но дори и в това приложение - когато "вратата" на филтрите не е в "подравняването" - разликата в общата честотна характеристика е за по-добро. Както по отношение на коефициента на правоъгълност (Kp = 1,96 за опцията 4+4 и Kp = 1,78 за опцията 6+4) при нива -10Db и -60Db, така и при затихване извън лентата на пропускане - приблизително 75Db за 4+4 опция или повече 80Db за опцията 6+4. Трябва да се отбележи, че нивата над 70Db са трудни за точно измерване с устройството (скалата е градуирана в десетки Db), без да се прибягва до допълнителна манипулация на атенюатора и копчетата за изходно-входно ниво. Когато картината на честотната характеристика е „разтегната“ нагоре, се наблюдава претоварване на входните усилватели на устройството - горната „лента“ на честотната характеристика става плоска - наблюдава се ограничение. Ако го „разтегнете“ надолу, просто вече няма калибрирана решетка на CRT екрана. По-удобно е да видите какво се случва в лентата на пропускане на честотната характеристика на пътищата от край до край с помощта на X1-38; това устройство има ATT калибриране в Db единици и екранът е много по-голям и по-ясен. Единственото жалко е, че осигурява само линейна работа. Неравномерността в пропускателната способност на опциите за филтър 4+4 и 6+4, които се регулират допълнително на самата платка, не надвишава 2Db. Неравномерността на честотната характеристика в платката US5EI беше почти 10Db.

Заключение.

Подсказва от тези „лабораторни работи“. Всеки домашен кварцов филтър, независимо от броя на кварца в него, "иска" допълнителна настройка, когато е монтиран в таблото. Разбира се, изкушаващо е да купите комплект филтри за $10, да ги запоите в платката, да завъртите сърцевините на намотките най-близо до филтъра и да тръгнете - микрофонът „в зъбите“ - „на всички, на всички в Азия и балтийските държави”... Уви, ще трябва да разочаровате любителите на “лесния живот”” Първо, какво можете да очаквате от кварцов филтър, който струва 10 долара? Докато бях на „радио изложението“ във Фридрихзафен (Германия), специално търсех компоненти за TRX и успях да намеря (от стотици оферти) 9 MHz филтри от някаква английска фирма за 30 марки, но качеството на тези продукти. .. Най-евтините кварцови филтри, които вече са подобни според характеристиките си, това, от което наистина се нуждаехме, струва повече от дузина марки. Е, засега да не говорим за тъжни неща...

Трябва да се помни, че кварцовите филтри, сглобени съгласно схема на стълба, са много критични за параметрите на тези каскади, между които филтърът ще бъде свързан. Всяко (дори на пръв поглед) незначително отклонение от номиналното R или C натоварване, получено на стенда по време на производството на филтъра, причинява промени в честотната характеристика и най-вероятно не в посоката, от която се нуждаем. Освен това, добавете тук "реактивността" на капацитета и индуктивността на каскадите - в крайна сметка получаваме - "както винаги"... Ярък пример за това се чува на нискочестотни диапазони вечер.....

Както показва опитът, ситуацията не е толкова „ужасна“, че да изоставим напълно домашните филтри. Когато инсталирате на платката, ще трябва да изберете товарни резистори (R8, R15) и 1-2 външни кондензатора във филтрите. Например, след каскадата на полевия превключвател VT1, най-често серийният капацитет C7 на ZQ входа се елиминира и заменя с джъмпер, а следващият кондензатор C8 ще изисква намаляване на капацитета. Същото важи и за двата проводника от другата страна на филтъра (C11, C10) - трябва да ги изберете в конкретна верига на свързване (прочетете - като намерите определен „консенсус“ между необходимото качество на работа на каскадата на VT3 и честотната характеристика на филтъра). Трябва също така да се отбележи, че е много по-лесно да се осигури плосък връх на честотната характеристика във филтри с по-малко пластини, отколкото във филтри с множество кухини. Сега да се върнем към броя на кварца. При дизайн с една платка основната задача е да се сведе до минимум „проникването“ на сигнала, заобикаляйки филтрите. Повече от 95-90Db не могат да бъдат получени в опциите на платката “Portable TRX”. Тествана е и опцията 6+6 ZQ. И няма нужда да „плачете горчиво“ за това - вижте честотната характеристика на трансивъра, която е дадена в списание Radiohobby 2/98. стр.29 - Георги UT5ULB извърши измерването си в "най-готиния" (в RA3AO) от съветските устройства... Въз основа на натрупания опит се препоръчва използването на 4+4 в такива табла. За подобряване на „общата правоъгълност“ е възможна опция 6+4. Той отстъпва на варианта 4+4 по отношение на по-голямото (с 1Db) затихване в лентата на пропускане. Но е забележимо по-добър както в стръмността на наклоните на честотната характеристика, така и в по-голямото затихване в лентата на спиране (с 10Db). Това може да се види доста ясно на фигура 1. Ако планирате да работите върху TRX главно във високочестотни диапазони - няма смисъл да използвате повече от 8 кварца - в тази опция получаваме почти плосък връх на честотната характеристика (неравномерността дори при „мързеливи“ настройки на филтъра не надвишава 2Db) и минимални загуби на приемания сигнал. Ако не се нуждаем от максималното „подушване“ на трансивъра, но възнамеряваме да се „борим за място под слънцето“ на нискочестотни ленти, тогава опцията 6+4 е за предпочитане. Между другото, за пореден път се убедих в правилността на използването на „локомотиви“ от каскади с филтри, направени от по-малко от осем плочи, когато общувах с Анатолий UA1OJ, един от авторите на програмата за изчисляване на кварцови филтри. Ето неговите изводи - „Никога не съм срещал филтърно затихване от 2-3Db. По-често беше 6,5-8Db. Дори демонстрацията (демо версия на програмата за изчисляване на кварцов филтър, пояснение на UT2FW) помага да се провери това. И неговите резултати са близки до моите практически измервания. Такива стойности на затихване най-често се получават във филтър с 8 кухини от произволно избрани или по-скоро неизбрани изобщо, но закупени от това, което се предлага на радио пазара. А сега си представете, ако в преследване на прословутата селективност в съседния канал инсталираме „стандартен комплект” (единият с 8, а другият с 4) такъв кварц. Според мен изобщо не трябва да търсим проблема със „съвместимостта“ на съседните станции в броя на кварца във филтрите, а в качеството на работа на изходните етапи на предавателите! Каква е ползата, ако в трансивъра е инсталиран дори висококачествен марков мулти-бак филтър - ако съседът включи два „рогати“, които се разклащат от два GK-71? Дори не е въпрос на изходна мощност, а на глупостта на потребителя на такова чудовище - когато всички копчета са завъртяни надясно докрай... Можете да използвате два GU-84B и да не пречите нито на близки, нито на далечни съседи. Или можете също да използвате изходния етап на GU-29 - „в светлинен режим при 300V на анода - изстискайте половин ампер ток“ - работещите в нискочестотни диапазони ще ме разберат перфектно... Е, това е тема за друга статия.

За дизайнерската публика ще бъде интересно да види вътрешностите на модерен буржоазен TRX. Предоставям снимка на основната RX-TX платка заедно със синтезаторния блок (екранирана кутия с три намотки, капакът е свален, за да се види вътрешността) FT-817, който използвам като контролен приемник. Отваря се и работи 0.1-156MHz, 420-470MHz. Ясно е, че като любител на запояването ми беше интересно да проуча неговите характеристики. Накратко, честотната характеристика на приемния път с филтър от muRata CFJ455K приблизително съответства на честотната характеристика на “Portable TRX” с основна платка № 2. Марковият филтър има малко по-висока правоъгълност от страната на долния наклон - това също се забелязва при слушане на предаването. Но опитайте да попитате за цената на такъв филтър - и едва тогава направете изводи кое е по-добро и кое по-лошо...

FT-817 от Yaesu.

Изходната мощност на това устройство е декларирана от компанията като 5W, но в действителност е 2.8W в SSB режим, така че няма да можете да получите много мощност от него в ефир. Бавно подготвям завършен дизайн за външен силоз с Pout до 200W за такива TRX. В една кутия с размер 1:1 като “Portable TRX” има силоз, система за управление, SWR метър и захранване. Информация за готовността ще се появи на моя уебсайт и най-вероятно в списанието „Радиохоби“, тъй като най-бързо подготвя публикации. Или може би, ако има време и желание за това и подробна обзорна статия - каква "сапунерка" е FT-817 и с какво трябва да се "консумира"??? Освен това беше възможно известно време да се направят реални сравнения на FT-817 с FT-100D, TS-870 и заключения (поне за мен J), разбира се, бяха направени.

Някои „ретранслатори“ отбелязаха „непотисната“ неработеща странична лента във версията 4+4, особено чрез увеличаване на ограничението на сигнала до максимум. Това не е изненадващо при използването на такива филтри. Долният наклон на стълбовите филтри е затегнат и част от неработещата странична лента „пропълзява“. Единственият въпрос е как да го потиснем в зависимост от честотната настройка. На фиг. № 1 вертикалната линия показва приблизителното местоположение на честотата на референтния осцилатор (обикновено 300-400 Hz под точката на долния наклон при ниво -6 dB) на долния наклон на филтъра - Fop . Трябва да имате толкова стръмен по-нисък наклон на честотната характеристика, че да осигурява потискане от най-малко 50Db на честотата на референтния осцилатор (това са точно онези мулти-доларови филтри, описани по-горе) - ако си поставите задачата да потискате “ всички възможни и немислими странични ефекти” с един замах. При версията на филтъра с 4 кухини, потискането в близост до референтната честота е 18-20Db, а при филтъра с 6 кухини е 22-30Db. Следователно, ако увеличим максималното ограничение на сигнала и го прекараме през 4 кварца и дори усилим такъв сигнал с лампа GU81M (в режим „светлина“ - при 1500V на анода! L) - съседите ще бъдат „възхитени“ ”... Вече предупредих за това в описанието „Преносим TRX.” По-долу давам теоретично изчислени „снимки“ на един шест кристален ZQ и комбинирана честотна характеристика на една графика от три-четири-шест кристални филтри.

Не трябва да говорим за „просто“ потискане на неработещата страна, а за потискането й в зависимост от разстройването спрямо честотата на референтния осцилатор. Ясно е, че потискането ще бъде различно, когато се разстрои надолу от референтната честота, например при 500Hz или 3KHz. Приблизително средата на виртуалната лента на пропускане (представете си огледалната честотна характеристика на филтъра вляво от референтната честота) на "непотиснатата" странична лента ще бъде под референтната осцилаторна честота с 2 KHz - това е в теоретично изчислен 6-кристал честота на филтъра 8860.5 MHz - затихването на него е -70 dB, което е напълно достатъчно за този клас трансивъри. Разбира се, в действителност често се оказва по-лошо, което е свързано както с качеството на изработка на самите филтри, така и с качеството на изработка и конфигурация на основната платка. Между другото, ако искате да изчислите и видите честотната характеристика на филтрите от тези кварцови кристали, които са закупени случайно на радио пазара и няма желание да ги направите първо (защото сте твърде мързеливи и наистина няма инструменти) за тази цел препоръчвам да се обърне специално внимание на програмата за изчисляване на кварцови филтри, чиято демо версия беше любезно предоставена от Анатолий UA1OJ по време на подготовката на тази статия. Програмата е съставена не просто от програмист, който смътно си представя „какви са тези малки железни кутии?“, а под зоркото око на радист, който знае от първа ръка как се сглобяват такива „кутии“. Въпреки че по дух съм по-близо до практическото производство и тестване на честотната характеристика на устройства с реален филтърен дизайн, отколкото до „теоретизирането“ с помощта на компютърни бутони…..

Честотна характеристика от край до край на TRX RA3AO, измерена от Georgy UT5ULB -

При проверка и настройка на IF пътеки с кварцови филтри или индивидуални кварцови филтри повечето радиолюбители имат проблем откъде да получат тестов сигнал. Не винаги е възможно параметрите да се измерват косвено с помощта на приемни смесители. Не всички налични и сравнително евтини прецизни многофункционални измервателни генератори покриват честотния диапазон от 30...90 MHz или стабилността на конвенционалните RF генератори (с честотна честотна функция) няма да позволи точно измерване и настройка на характеристиките на кварца филтри. Но по-често такова оборудване просто не е налично и е неразумно да се купува скъп генератор само за тази работа.

Тази статия описва двуканален осцилатор с контролирано напрежение (VCO) с малък (няколко десетки килохерца) диапазон на настройка, централна честота от 2...90 MHz, изходно съпротивление от 50 ома и изходен сигнал с пик -до пиков диапазон от 100...300 mV. Устройството е проектирано да работи като част от измервател на честотна характеристика вместо измервател на честотна характеристика и може да работи заедно с друг генератор на трионообразен сигнал.

За да се получи стабилна работа на VCO, бяха използвани евтини и достъпни керамични резонатори като елементи за настройка на честотата за честоти от 2...12 MHz и по-нататъшно умножаване на честотата. Разбира се, съвременната елементна база би позволила да се реши същия проблем с помощта на DDS генератори или генератори с PLL (с микроконтролер и съответен софтуер), но тогава сложността на такова устройство би надхвърлила сложността на тестваното оборудване. Следователно целта беше да се създаде прост генератор, използвайки наличните елементи и да не се налага да се занимавате с производството на индуктори, както и да настроите устройството с помощта на прости измервателни инструменти.

Устройството е разделено на отделни функционални единици, които могат да се монтират или не, в зависимост от нуждите на собственика. Например, ако имате многофункционален DDS генератор, тогава не можете да сглобите генераторите и да използвате само честотни умножители и главния филтър, за да достигнете крайната честота. За да избегнете нестабилна работа, препоръчвам да използвате изключително CMOS микросхеми от серията 74ACxx във високочестотната част.

Платката на устройството (фиг. 1) с размери 100x160 mm е проектирана по такъв начин, че да може да бъде направена едностранна (горната страна, на която са разположени всички елементи с изключение на джъмперните проводници) или двустранна, ако планирате използвайте устройството при честоти над 25 MHz. Номерирането на елементите на електрическата схема и платката започва с номера, присвоен на възела, в който са включени. На фиг. Фигура 2 показва инсталирането на елементи върху едностранна версия на дъската. В този случай щифтовете на микросхемата в DIP пакета са запоени от страната на печатните проводници, което изисква специални грижи.

Ориз. 1. Размери на платката на устройството 100х160 мм

Ориз. 2. Монтаж на елементи върху едностранна версия на таблото

Керамичните резонатори имат добра краткосрочна стабилност на честотата, което прави възможно използването на техния сигнал за настройка на кварцови филтри и надеждно измерване на техните стръмни наклони. Междурезонансният интервал на такива резонатори е с порядък по-голям от този на кварцовите. Те могат да бъдат изтеглени на честота с +0,3...-2% от номиналната стойност без никакви проблеми. В табл Фигура 1 показва основните параметри на пиезокерамичните резонатори, закупени през 2015 г. в Русия, и техния диапазон на настройка на честотата за случая на конструиране на генератор, базиран на логическите елементи на микросхемата 74AC86.

маса 1

Резонатор тип 1)	Номинална честота, MHz	Брой щифтове	Минимална честота 2), MHz	Максимална честота 3), MHz

1) P - резонатори от серията ZTA, PC - резонатори от серията ZTT (с вградени кондензатори), D - дискриминатор (за използване в FM детектори). 2) С два кондензатора 280 pF. 3) С два кондензатора по 20 pF.

Керамичните резонатори за по-високи честоти (повече от 13 MHz) очевидно се произвеждат по различна технология и техният обхват на настройка на честотата е много малък. Резонаторите от серията ZTT имат вградени кондензатори и следователно е много по-трудно да се настроят по честота и не винаги е възможно да се получи номиналната честота.

В табл 2 показва най-често срещаните IF честотни стойности в различни радиоприемателни устройства (RPU) и приемо-предаватели, както и опции за генериране на тези честоти с помощта на керамични резонатори. Анализът на необходимите коефициенти на умножение или деление ще разкрие необходимостта от използване на умножение по две, за да се разшири броят на възможните опции и да се осигури качество на сигнала.

таблица 2

IF, MHz	Основно приложение	Честота на генератора, MHz
IF, MHz	Основно приложение	Опция 1	Вариант 2	Вариант 3	Вариант 4
	Самоделни трансивъри
	Самоделни трансивъри
	Самоделни трансивъри
	Самоделни трансивъри
	Самоделни трансивъри
	Самоделни трансивъри
	Стандартен
	Трансивър IC R-75
	CB трансивъри
	Стандартен
	Гражданско РПУ
	Стандартен

	Трансивъри YAESU
	Трансивъри
	Битови контролни блокове
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Битови контролни блокове

	Трансивъри ICOM
	РПУ Бригантина
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивър IC R-75
	Трансивъри

	RPU EKD (БВП)
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Трансивъри
	Домашно радиоуправление

За да разбера работата на предложените честотни умножители, ще представя накратко важните параметри на спектрите на изходните сигнали на CMOS логическите елементи от серията 74AC. Тези високоскоростни елементи работят със захранващо напрежение от 2...6 V, а без капацитивен товар минималното време на нарастване на изходните импулси е 1 ns, което позволява да се получат значителни спектрални компоненти до честота от 250 MHz. В същото време изходното съпротивление на елементите е около 25 ома, което улеснява получаването на значителна енергия от по-високи хармонични компоненти. Трансферната характеристика на логическите елементи от тази серия е симетрична, а изходното стъпало има еднакъв капацитет на натоварване и скорост на превключване за изтичащия и потъващия ток. По този начин изходният сигнал на логическите елементи и тригерите от серията 74ACxx до честоти от 30 MHz може да се счита за идеален и всички закони на математиката, свързани със спектрите на импулсните сигнали, могат да бъдат приложени на практика с висока точност.

Правоъгълен сигнал с еднаква продължителност на импулса t и пауза t p е така наречената квадратна вълна (коефициент на запълване Q = T/t и = 2, където T е периодът на повторение на импулса T = t и +t p, но понякога терминът „ работен цикъл” се използва обратният работен цикъл K = 1/Q), съдържа в спектъра, в допълнение към първия хармоник (F 1 = 1/T - основна честота), също и нечетни хармоници (2n+ 1)F 1, където n = 1, 2, 3.... На практика потискането на четни хармоници може да достигне 40 dB без използването на специални мерки, а за да се получи потискане до 60 dB, е необходимо да се осигури дългосрочна стабилност на параметрите на елементите с помощта на ООС и с допълнителна внимателна настройка.

Опитът показва, че честотните делители на две (D тригери и JK тригери от серията 74ACxx, както и честотният делител 74AC4040) при честоти до 4 MHz осигуряват такова потискане до 60 dB. При изходна честота 30 MHz тя намалява до 30 dB, а при честоти над 100 MHz няма изразено потискане на четните хармоници.

Поради това квадратната вълна е от особено значение в честотните умножители поради относителната чистота на спектъра, което опростява следващите филтри. Поради тази причина предложеното устройство осигурява елементи за регулиране на симетрията на сигнала. Почти идеалните изходни характеристики на елементите от серията 74ACxx позволяват, без използването на спектрален анализатор, използващ регулиращи елементи, да се получи желаната форма на сигнала чрез измерване на средното постоянно напрежение на изхода. Безпроблемно се постига потискане на четни хармоници до 40...50 dB при честоти до 20 MHz.

Коефициентът на запълване (коефициент на запълване) на изходния сигнал може да бъде измерен с помощта на цифров мултицет в режим на измерване на постоянно напрежение (R вход ≥ 10 MΩ), без да се променя границата на измерване (фиг. 3). Първо, мултиметърът се калибрира, за това той се свързва чрез резистор със съпротивление от 33 ... 100 kOhm към захранващите линии (директно към съответните клеми на микросхемата). Тъй като входното съпротивление на мултиметъра е 10 MOhm, неговите показания (Uk) ще бъдат с 0,3...1% по-малко от захранващото напрежение. Резисторът, заедно с всички капацитети на проводниците и входа на мултиметъра, образуват нискочестотен филтър за високочестотния сигнал. Ако има импулсен сигнал с Q = 2 на изхода на логическия елемент, мултицетът ще покаже U out = 0.5U k.На фиг. Фигура 4 показва спектъра на сигнала на изхода на генератора на микросхемата 74AC86 без специални мерки за балансиране; потискането на втория хармоник по отношение на първия е около 36 dB. Това не е много добро за работа с честотни умножители.

Ориз. 3. Измерване на работен цикъл (коефициент на запълване) на изходния сигнал

Ориз. 4. Спектър на сигнала на изхода на генератора на микросхемата 74AC86

Ако симетрията на изходния сигнал е нарушена, други спектрални компоненти могат да бъдат потиснати. Например, когато Q = 3 (фиг. 5), хармониците, кратни на три, се потискат в изходния сигнал (фиг. 6). Установяването на такъв режим също се извършва с помощта на мултицет, но просто трябва да получите средното напрежение U = 0,333U k (или 0,666U k). Тази опция е особено интересна, ако трябва да умножите по две или четири. При по-високи хармоници цената на филтрите вече затруднява практическото приложение на тази опция.

Ориз. 5. Спектър на сигнала

Ориз. 6. Спектър на сигнала

По този начин квадратната вълна е идеална за получаване на нечетни хармоници на сигнала, до седма. По-високите вече са силно затихнали и извличането им ще изисква сложни филтри и усилватели. Вторият и четвъртият хармоник се получават най-добре с работен цикъл на изходния сигнал Q = 3. Ако всички близки хармоници са необходими в спектъра, трябва да зададете Q = 2,41 (K = 41,5%).

Тук има важна забележка. Понякога се случва, че смущенията от локалния осцилатор или собствената PLL система на микроконтролера „се скитат“ в приемника. Чрез умело избиране на работния цикъл на тактовия сигнал можете да потиснете някои от смущаващите хармоници. Но като цяло общият фон на хармониците от тактовия сигнал може да бъде намален, ако по подразбиране неговият работен цикъл е зададен точно на Q = 2.

Предлаганото устройство използва главно CMOS логически елементи, работещи в линеен режим. За това се използва инверторен режим (ако елементът е с два входа, вторият вход е свързан към общ проводник или захранваща линия) и се въвежда DC обратна връзка (фиг. 7), за да се поддържа работната точка в средата на трансферна характеристика. Резисторът R3 осигурява OOS и с помощта на резистори R1 и R2 можете да изместите позицията на работната точка върху характеристиката на прехвърляне. Тази схема също ви позволява да балансирате логическите елементи от серията 74xCTxx, които имат праг на превключване от около 1,2 V (със захранващо напрежение от 3,3 V). Критерият за правилна настройка е да настроите изходното напрежение на 50% от захранващото. Съпротивлението на резистора R2 е избрано възможно най-голямо, така че да има по-малко влияние върху веригите на входния сигнал.

Ориз. 7. Схема на устройството

Наклонът на предавателната характеристика съответства на усилване на напрежението от 30...40 dB. Следователно входен сигнал с напрежение от няколко десетки миливолта вече води до промяна на изхода от нула до максимум. За намаляване на шума при преминаване от едно състояние в друго трябва да се осигури определена скорост на нарастване на сигнала на входа (за серията 74ACxx - около 125 mV/ns). В този случай има долна гранична честота, при която не възниква смущаващ шум или самовъзбуждане при преминаване през активния участък на характеристиката.

Ако паралелна LC верига е активирана на входа на логическата порта, могат да се подават входни сигнали с по-ниска честота, без да се причинява шум. При захранващо напрежение 3,3 V при честота 3 MHz, минималното колебание на напрежението е 0,5...1 V. За работа при по-ниски честоти е необходимо да се използват логически елементи от сериите 74HCxx, MM74Cxx, 40xx.

Въз основа на елемента EXCLUSIVE OR (чип 74AC86), можете лесно да направите честотен умножител по две, ако сигналът се приложи към единия вход директно, към другия вход чрез линия за забавяне, базирана на RC верига (фиг. 8). Ако времеконстантата на RC веригата (τ) е значително по-малка от периода на повторение на импулса T, ще получим къси импулси на изхода при всяко падане на входното напрежение, т.е. броят на импулсите (и следователно тяхната честота) се е удвоил. Тъй като забавянето (времевата константа на RC веригата) на кондензатора C1 се увеличава, сигналът става триъгълен и амплитудата му намалява, така че точността на превключване намалява и качеството на сигнала се влошава - фронтовете "плават" с шум. Такъв множител работи стабилно при τ

Ориз. 8. Честотен умножител

Спектърът на изходния сигнал ще бъде още по-чист в случай на Q = 3 (фиг. 9). В този случай умножителят ще "даде" хармоници на изхода при честоти 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 и т.н.). Само хармониците при 2F 1 и 4F 1 са от практическо значение, а потискането на хармоници с честоти F 1, 3F 1, 5F 1 и 6F 1 помага. С тази настройка изходът трябва да бъде U out = 0,333U k.

Ориз. 9. Изходен спектър

Ориз. 10. Спектър на сигнала

Блоковата схема на измервателния генератор е показана на фиг. 11. Схемата осигурява два генератора (G1, G2) с еднакъв дизайн за разширяване на функционалността на устройството. След тях се извършва междинно умножение на честотата в честотния умножител-делител U1 или честотния умножител U2. Коефициентът на умножение е едно, две, три или четири. В допълнение, в честотния умножител-делител U1, честотата на сигнала може да бъде разделена на две или четири преди умножаване. В смесителя на изхода на елемент DD1 и след нискочестотен филтър Z3 (честота на срязване - 100 kHz) се генерира сигнал с честота F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 |. Миксерът също работи на хармоници.

Ориз. 11. Блокова схема на измервателния генератор

Модулаторът съдържа елементи DD2, DD3, Z1 и Z2, те формират необходимия работен цикъл на сигнала за последния етап на умножение. При работен цикъл Q = 2 не са необходими елементи Z1 и Z2. DD4 и DD5 работят като буферни усилватели, освен това могат да бъдат импулсно модулирани.

Генераторът G3 генерира кратки импулси за симулиране на импулсен шум, той се активира от високо ниво на SPON сигнала. Ако честотата му се намали 100...1000 пъти (чрез увеличаване на капацитета на съответните кондензатори), динамиката на AGC или потискащия шум може да се регулира в RPU.

С помощта на филтри Z4 и Z5 желаният хармоник се изолира, а усилвателите A2 и A3 дават на сигналите необходимото ниво. На изхода GEN-3 можете да създадете комбиниран сигнал с помощта на джъмпери S1 и S2.

Захранващият блок (PSU) осигурява напрежение от 3,3 V към компонентите на устройството, а има и изходно напрежение от +3,9 V за захранване на тестваното оборудване с ниска мощност (TECSUN, DEGEN радиостанции и др.). на захранването може да се захранва с +5 V напрежение от USB порт или зарядно устройство на мобилен телефон, както и от нестабилизирано мрежово захранване с изходно напрежение 5...15 V. Токът, консумиран от устройството зависи от честотата на генераторите и не надвишава 70 mA, когато е напълно оборудван.

Следващата част на статията ще предостави подробно описание на схемата на устройството и някои конкретни примери за неговата конфигурация за работа на често срещани IF в радиолюбителски блокове за управление.

Прост и евтин филтър за SSB

Воронцов А. RW6HRM предлага, като алтернатива на ЕМП, да се използва проста и, най-важното, евтина кварцова филтърна верига. Статията е подходяща поради недостига и високата цена на тези елементи.

Напоследък много често в интернет публикации има „сълзи“ на начинаещи радиолюбители, те казват, че е трудно да се получи ЕМП, скъпо е, трудно е да се направи кварцов филтър, необходими са инструменти и т.н. Наистина, сега е доста проблематично да се получи добър нов EMF, това, което се предлага на пазара, се използва дълбоко без гаранция за нормална работа и да се изгради кварцов филтър дори върху предлагания в търговската мрежа кварц на 8,86 MHz, без да има подходящ контрол и измервателно оборудване, „на шпионка“, невъзможно. На пръв поглед ситуацията не е толкова добра...

Има обаче възможност да се направи прост кварцов филтър за нискочестотен SSB предавател или приемо-предавател доста прост и най-важното - евтин. Достатъчно е да се разходите из магазините за радио и да видите "двукраки" кварцови кристали за продажба за дистанционни управления за честоти от 450 до 960 kHz. Тези части са направени с доста големи толеранси на генерираните честоти, което ни дава правото да избираме както използваната междинна честота, така и честотната лента на филтъра, който се прави. Нека направя резервация веднага: идеята не е моя, тя беше тествана преди това от шведския радиолюбител HARRY LYTHALL, SM0VPO, и просто ви уведомявам за това (след като направих няколко филтъра за себе си).

И така, това, от което се нуждаем, за да изберем кварц, е обикновен триточков генератор и честотомер или радиоприемник с честотомер, покриващ любителската лента от 160 метра. От куп кварци трябва да изберем два с разстояние между генерираните честоти от 1 - 1,5 kHz. Ако използваме кварц с честота 455 kHz, тогава е най-удобно да настроим четвъртия им хармоник (около 1820 kHz, постигайки разстояние от 4 - 4,5 kHz), а ако 960 kHz, тогава на втория (1920 kHz, разстояние 2 - 2, 5 kHz).

Верига CL1 в този пример е натоварването на предишното стъпало на усилвателя; това е стандартна верига от 455 kHz от всеки AM приемник, произведен в чужбина. Можете също да използвате данни от радиолюбителска литература за домашно направени вериги с честота 465 kHz, като намалите броя на завоите с 5%. Точките показват началото на комуникационните бобини L2 и L3, за тях са достатъчни 10–20 оборота. Напълно възможно е да инсталирате филтър веднага след миксера, например пръстен с четири диода. В този случай вече ще получите трансформатор 1: 1: 1, който може да бъде направен на пръстен F600 с външен диаметър 10 - 12 mm, броят на завоите на усуканата тройна жица PEL-0.1 - 10 - 30. Кондензатор C в случай на трансформатор, разбира се, не е необходим. Ако вторият етап на усилвателя е направен на транзистор, тогава резистор от 10 kOhm може да се използва в базовата верига за настройка на тока, тогава не е необходим изолационен кондензатор 0,1 μF. И ако този филтър се използва в проста верига на радио верига, тогава резисторът може да бъде елиминиран.

Сега от останалата купчина кварц трябва да изберем един, подходящ за референтния осцилатор. Ако изберем кварц при 455 kHz до стойностите, посочени в диаграмата, тогава на изхода на филтъра ще получим долна странична лента, ако при 454 kHz ще получим горна. Ако няма повече кварц, тогава е напълно възможно да се сглоби референтен осцилатор с помощта на триточкова капацитивна верига и, като изберете неговата честота, да регулирате получения филтър. В този случай генераторът трябва да бъде направен с повишени мерки по отношение на термичната му устойчивост.

Настройката може да се извърши дори на ухо, като се използват носители на радиостанции, но ще оставим това удоволствие за повече или по-малко опитни „музиканти“. За настройка би било хубаво да имате звуков генератор и осцилоскоп. Подаваме сигнал от звуковия генератор с честота 3 - 3,3 kHz към усилвателя на микрофона (ако приемем, че филтърът вече е във веригата на предавателя), свързваме осцилоскоп към изхода на филтъра и изместваме честотата на референтния осцилатор докато нивото на изходния сигнал след филтъра намалее минимално. След това проверяваме долната граница на предаване на филтъра, като прилагаме честота от 300 Hz от звуков генератор към входа на микрофона. Между другото, за да се увеличи долната граница на честотната лента на предаване на микрофонен усилвател на аудио честоти, достатъчно е да се инсталират преходни кондензатори с капацитет от около 6800 pF или по-малко, а за горната граница във всеки случай би добре е да инсталирате поне нискочестотен филтър с една връзка.

Това е всичко. Както можете да видите, няма да имате големи разходи при производството на този филтър и сигналът ще бъде доста представителен. Разбира се, поради своята простота вече не е препоръчително да се използва в предаватели от втора категория, но за 1,8 - 7 MHz ще бъде повече от достатъчно. Според резултатите от измерването този класически дизайн напълно съвпада с описания в справочниците (например Наръчника за къси вълни на Бунин и Яйленко) - долната част на характеристиката е донякъде затегната. Затихването в лентата на пропускане е около 1 - 2 dB, зависи от качеството на използваните резонатори. Но ако намериш още по-евтин начин да излезеш в ефир с SSB (освен фаза) - уведоми ме

Подобряване на честотната характеристика на кварцовия филтър "Ленинград".

С. Попов RA6CS

При внедряването на честотни филтри е необходимо да се вземат предвид спецификите на тяхното приложение. Вече обсъдихме по-рано, че активните филтри (най-често) са удобни за използване за прилагане на относително нискочестотни филтри. Удобно е да се използва в честотен диапазон от стотици килохерци до стотици мегахерци. Тези реализации на филтъра са доста удобни за производство и в някои случаи могат да бъдат настроени по честота. Те обаче имат ниска стабилност на параметрите.

Стойността на съпротивлението на резисторите във филтъра не е постоянна. Променя се в зависимост от температурата, влажността или когато елементите стареят. Същото може да се каже и за стойността на капацитета на кондензатора. В резултат на това се променят честотите на настройка на филтърните полюси и техните качествени фактори. Ако има нули на усилването на филтъра, тогава техните честоти на настройка също се променят. В резултат на тези промени филтърът променя своя . Казват за такъв филтър, че „се разпада“

Подобна ситуация възниква при пасивните LC филтри. Вярно е, че в LC филтрите зависимостта на полюсната или нулевата честота зависи по-малко от стойността на индуктивността и капацитета. Тази зависимост е пропорционална на корен квадратен, за разлика от линейната зависимост в RC вериги. Следователно LC веригите имат по-голяма стабилност на параметрите (приблизително 10 −3).

Чрез прилагане на определени мерки (като използване на кондензатори с положителен и отрицателен TKE, термична стабилизация) стабилността на параметрите на описаните филтри може да се подобри с порядък. При създаването на модерно оборудване обаче това не е достатъчно. Затова от 40-те години на 20 век се търсят по-стабилни решения.

По време на изследването беше установено, че механичните вибрации, особено във вакуум, имат по-ниски загуби. Филтрите са разработени върху музикални камертони и струни. Механичните вибрации бяха възбудени и след това отстранени от индуктори с помощта на магнитно поле. Тези проекти обаче се оказаха скъпи и тромави.

След това преобразуването на електрическата енергия в механични вибрации започва да се извършва с помощта на магнитострикционни и пиезо ефекти. Това направи възможно намаляването на размера и цената на филтрите. В резултат на изследванията беше установено, че кварцовите кристални плочи имат най-голяма стабилност на честотата на вибрациите. Освен това имат пиезоелектричен ефект. В резултат на това кварцовите филтри са най-често срещаният тип висококачествен филтър. Вътрешната структура и външният вид на кварцовия резонатор са показани на фигура 1.

Фигура 1. Вътрешна структура и външен вид на кварцов резонатор

Монокристалните резонатори рядко се използват в кристалните филтри. Това решение обикновено се използва от радиолюбители. В момента е много по-изгодно да закупите готов кварцов филтър. Освен това пазарът обикновено предлага филтри за най-често срещаните междинни честоти. Производителите на кварцови филтри използват друго решение за намаляване на размерите. Върху една кварцова плоча са нанесени две двойки електроди, които образуват два резонатора, свързани помежду си акустично. Външният вид на кварцова плоча с подобен дизайн и чертеж на корпуса, където е поставена, са показани на фигура 2.

Фигура 2. Външен вид на кварцова пластина с два резонатора, чертеж на корпуса и външен вид на кварцовия филтър

Това решение се нарича кварцова двойка. Най-простият кварцов филтър се състои от една двойка. Графичното му обозначение е показано на фигура 3.

Фигура 3. Графично обозначение на кварцова двойка

Кварцовият двойник е електрически еквивалентен на веригата на лентов филтър с две свързани вериги, показани на фигура 4.

Фигура 4. Двуконтурна филтърна верига, еквивалентна на кварцов близнак

Разликата е в постижимия качествен фактор на веригите и следователно в честотната лента на филтъра. Усилването е особено забележимо при високи честоти (десетки мегахерци). Кварцовите филтри от четвърти ред са направени на две двойки, свързани помежду си с помощта на кондензатор. Входът и изходът на тези двойки вече не са еквивалентни, така че са обозначени с точка. Диаграмата на този филтър е показана на фигура 5.

Фигура 5. Верига на кварцов филтър от четвърти ред

Филтрите L1C1 и L2C3, както обикновено, са предназначени да трансформират входното и изходното съпротивление и да ги доведат до стандартна стойност. Кварцовите филтри от осми ред са конструирани по подобен начин. За тяхното изпълнение се използват четири кварцови близнака, но за разлика от предишната версия, филтърът е направен в един корпус. Схематична диаграма на такъв филтър е показана на фигура 6.

Фигура 6. Схематична диаграма на кварцов филтър от осми ред

Вътрешният дизайн на кварцов филтър от осми ред може да бъде проучен от снимката на филтъра с отстранен капак, която е показана на фигура 7.

Фигура 7. Вътрешен дизайн на кристален филтър от осми ред

Снимката ясно показва четири кварцови двойни и три кондензатора за повърхностен монтаж (SMD). Подобен дизайн се използва във всички съвременни филтри, както проникващи, така и повърхностно монтирани. Използва се както от местни, така и от чуждестранни производители на кварцови филтри. Сред местните производители можем да назовем JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs или групата предприятия Piezo. Списъкът с референции показва някои от чуждестранните производители на кварцови филтри. Трябва да се отбележи, че дизайнът, показан на фигура 7, може лесно да бъде внедрен в пакети за повърхностен монтаж (SMD).

Както виждаме, сега няма проблем да закупите готов кварцов филтър с минимални размери и на достъпна цена. Те могат да се използват за проектиране на висококачествени приемници, предаватели, трансивъри или други видове радио оборудване. За да се ориентирате по-лесно в видовете кварцови филтри, предлагани на пазара, представяме графика на типичните зависимости на амплитудно-честотната характеристика от броя на резонаторите (полюсите), дадена от SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL