Filtru de cuarț transceiver. Filtre de cuarț Cum să configurați filtrul de cristal al unui transceiver

Filtrul de cuarț este, după cum știm, „jumătate dintr-un transceiver bun”. Acest articol prezintă un design practic de douăsprezece filtre de cuarț cu cristal de selecție de bază pentru un transceiver și un atașament de computer de înaltă calitate, permițându-vă să configurați acesta și orice alte filtre cu bandă îngustă. În modelele de amatori, ca filtru de selecție principal au fost utilizate recent filtre de cuarț de tip scară cu opt cristale realizate pe rezonatoare identice. Aceste filtre sunt relativ simplu de fabricat și nu necesită costuri mari de material.

Au fost scrise programe de calculator pentru calculul și modelarea lor. Caracteristicile filtrelor satisfac pe deplin cerințele pentru recepția și transmisia semnalului de înaltă calitate. Cu toate acestea, cu toate avantajele, aceste filtre au, de asemenea, un dezavantaj semnificativ - o oarecare asimetrie a răspunsului în frecvență (pantă plată de joasă frecvență) și, în consecință, un coeficient de cuadratura scăzut.

Aglomerația emisiunilor de radio amatori determină cerințe destul de stricte pentru selectivitatea unui transceiver modern pe un canal adiacent, prin urmare filtrul de selecție principal trebuie să ofere o atenuare în afara benzii de trecere de nu mai puțin de 100 dB cu un factor de pătrat de 1,5... 1,8 ( la niveluri -6/-90 dB ).

Desigur, pierderile și neuniformitatea răspunsului în frecvență în banda de trecere a filtrului ar trebui să fie minime. Ghidându-se de recomandările prezentate în, a fost ales ca bază un filtru de scară cu zece cristale cu o caracteristică Chebyshev cu un răspuns de frecvență neuniform de 0,28 dB.

Pentru a crește abruptul pantelor paralele cu intrarea și ieșirea filtrului, au fost introduse circuite suplimentare, constând din rezonatoare și condensatoare de cuarț conectate în serie.

Calculele parametrilor rezonatoarelor și filtrului au fost efectuate conform metodei descrise în. Pentru o bandă de trecere a filtrului de 2,65 kHz, s-au obținut valorile inițiale: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Circuitul de filtru și valorile calculate ale valorilor condensatorului sunt prezentate în Fig. 1.

Designul folosește rezonatoare de cuarț pentru decodoarele PAL de televiziune la o frecvență de 8,867 MHz, produse de VNIISIMS (Aleksandrov, regiunea Vladimir). Repetabilitate stabilă a parametrilor cristalului, dimensiunile lor mici și costul redus au jucat un rol în alegere.

Selectarea frecvenței rezonatoarelor de cuarț pentru ZQ2-ZQ11 a fost efectuată cu o precizie de ±50 Hz. Măsurătorile au fost efectuate folosind un auto-oscilator de casă și un frecvențămetru industrial. Rezonatoarele ZQ1 și ZQ12 pentru circuite paralele au fost selectate din alte loturi de cristale cu frecvențe mai mici și respectiv mai mari decât frecvența filtrului principal cu aproximativ 1 kHz.

Filtrul este asamblat pe o placă de circuit imprimat din fibră de sticlă cu două fețe de 1 mm grosime (Fig. 2).

Stratul superior de metalizare este folosit ca un fir comun. Găurile de pe partea în care sunt instalate rezonatoarele sunt înfundate. Carcasele tuturor rezonatoarelor de cuarț sunt conectate la un fir comun prin lipire.

Înainte de a instala piesele, placa de circuit al filtrului este sigilată într-o cutie din tablă cu două capace detașabile. De asemenea, pe partea conductorilor imprimați, este lipit un ecran-partiție, care trece între cablurile rezonatoarelor de-a lungul liniei axiale centrale a plăcii.

În fig. Figura 3 prezintă schema de instalare a filtrului. Toți condensatorii din filtru sunt CD și KM.

După ce a fost făcut filtrul, a apărut întrebarea: cum să-i măsori răspunsul în frecvență cu rezoluție maximă acasă?

A fost folosit un computer de acasă, urmat de verificarea rezultatelor măsurătorilor prin construirea răspunsului în frecvență al filtrului punct cu punct folosind un microvoltmetru selectiv. Ca proiectant de echipamente radio amatori, m-a interesat foarte mult ideea propusă de DG2XK de a folosi un program de calculator pentru un analizor de spectru de joasă frecvență (20 Hz...22 kHz) pentru a măsura răspunsul în frecvență al filtrelor de radio amatori de bandă îngustă.

Esența sa constă în faptul că spectrul de înaltă frecvență al răspunsului în frecvență al unui filtru de cuarț este transferat în domeniul de frecvență joasă folosind un detector SSB convențional, iar un computer cu un program de analizor de spectru instalat face posibilă vizualizarea frecvenței. răspunsul acestui filtru pe afișaj.

Un generator de zgomot cu diodă Zener este folosit ca sursă a semnalului de înaltă frecvență DG2XK. Experimentele pe care le-am efectuat au arătat că o astfel de sursă de semnal permite vizualizarea răspunsului în frecvență la un nivel de cel mult 40 dB, ceea ce în mod clar nu este suficient pentru reglarea filtrului de înaltă calitate. Pentru a vizualiza răspunsul în frecvență al unui filtru la un nivel de -100 dB, generatorul trebuie să aibă

nivelul de zgomot lateral este sub valoarea specificată, iar detectorul are o liniaritate bună cu o gamă dinamică maximă nu mai slabă de 90... 100 dB.

Din acest motiv, generatorul de zgomot a fost înlocuit cu un generator tradițional de măturare (Fig. 4). Baza este circuitul unui oscilator cu cuarț, în care densitatea relativă a puterii zgomotului spectral este egală cu -165 dB/Hz. Aceasta înseamnă că puterea de zgomot a generatorului la 10 kHz detunding într-o lățime de bandă de 3 kHz

mai puțin decât puterea oscilației principale a generatorului cu 135 dB!

Aspectul sursei originale este ușor modificat. Deci, în loc de tranzistoare bipolare, se folosesc tranzistoare cu efect de câmp, iar un circuit format din inductor L1 și varicaps VD2-VD5 este conectat în serie cu rezonatorul de cuarț ZQ1. Frecvența generatorului este reglabilă în raport cu frecvența cuarțului în 5 kHz, ceea ce este suficient pentru măsurarea răspunsului în frecvență al unui filtru de bandă îngustă.

Rezonatorul de cuarț din generator este similar cu un filtru. În modul generator de frecvență de baleiaj, tensiunea de control către varicaps VD2-VD5 este furnizată de la un generator de tensiune din dinte de ferăstrău realizat pe un tranzistor unijonct VT2 cu un generator de curent pe VT1.

Pentru a regla manual frecvența generatorului, se folosește un rezistor multi-turn R11. Cipul DA1 funcționează ca un amplificator de tensiune. Tensiunea de control sinusoidală concepută inițial a trebuit să fie abandonată din cauza vitezei inegale de trecere a răspunsului în frecvență a diferitelor secțiuni ale răspunsului în frecvență al filtrului, iar pentru a obține rezoluția maximă, frecvența generatorului a fost redusă la 0,3 Hz. Comutatorul SA1 selectează frecvența generatorului „fierăstrău” - 10 sau 0,3 Hz. Abaterea de frecvență a MFC este setată prin tăierea rezistenței R10.

Schema schematică a blocului detector este prezentată în Fig. 5. Semnalul de la ieșirea filtrului de cuarț este furnizat la intrarea X2 dacă circuitul L1C1C2 este utilizat ca sarcină a filtrului.

Dacă măsurătorile sunt efectuate pe filtre încărcate cu rezistență activă, acest circuit nu este necesar. Apoi semnalul de la rezistorul de sarcină este aplicat la intrarea X1, iar conductorul care conectează intrarea X1 la circuit este îndepărtat de pe placa de circuite imprimate a detectorului.

Un follower sursă cu o gamă dinamică de peste 90 dB pe un tranzistor puternic cu efect de câmp VT1 se potrivește cu rezistența de sarcină a filtrului și rezistența de intrare a mixerului. Detectorul este realizat conform unui circuit mixer echilibrat pasiv folosind tranzistori cu efect de câmp VT2, VT3 și are o gamă dinamică de peste 93 dB.

Porțile combinate ale tranzistoarelor prin circuitele P C17L2C20 și C19L3C21 primesc tensiuni sinusoidale antifază de 3...4V (rms) de la generatorul de referință. Oscilatorul de referință al detectorului, realizat pe cipul DD1, conține un rezonator de cuarț cu o frecvență de 8,862 MHz.

Semnalul de joasă frecvență format la ieșirea mixerului este amplificat de aproximativ 20 de ori de un amplificator pe cipul DA1. Deoarece plăcile de sunet ale computerelor personale au o intrare de impedanță relativ scăzută, detectorul este echipat cu un amplificator operațional K157UD1 puternic. Răspunsul în frecvență al amplificatorului este ajustat astfel încât sub 1 kHz și peste 20 kHz să existe o reducere a câștigului de aproximativ -6 dB pe octava.

Generatorul de frecvență de balansare este montat pe o placă de circuit imprimat realizată din folie de fibră de sticlă cu două fețe (Fig. 6). Stratul superior al plăcii servește ca un fir comun; găurile pentru cablurile pieselor care nu au contact cu acesta sunt înfundate.

Placa este sigilată într-o cutie de 40 mm înălțime cu două capace detașabile. Cutia este realizata din tabla cositorita. Inductoarele L1, L2, L3 sunt înfășurate pe cadre standard cu diametrul de 6,5 mm cu trimmere din fier carbonil și plasate în ecrane. L1 conține 40 de spire de sârmă PEV-2 0,21, L3 și L2 - respectiv 27 și 2+4 spire de sârmă PELSHO-0,31.

Bobina L2 este înfășurată deasupra lui L3 mai aproape de capătul „rece”. Toate inductele sunt standard - DM 0,1 68 µH. Rezistoare fixe MLT, rezistențe de reglare R6, R8 și R10 tip SPZ-38. Rezistor multi-turn - PPML. Condensatori permanenți - KM, KLS, KT, oxid - K50-35, K53-1.

Stabilirea MCC începe cu setarea semnalului maxim la ieșirea generatorului de tensiune din dinți de ferăstrău. Prin monitorizarea semnalului de la pinul 6 al microcircuitului DA1 cu un osciloscop, folosind rezistențele de reglare R8 (castig) și R6 (offset) setați amplitudinea și forma semnalului prezentat în diagramă la punctul A. Prin selectarea rezistenței R12, generație stabilă se realizează fără a intra în modul de limitare a semnalului.

Prin selectarea capacității condensatorului C14 și ajustarea circuitului L2L3, sistemul oscilator de ieșire este reglat la rezonanță, ceea ce garantează o capacitate bună de sarcină a generatorului. Folosind trimmerul bobinei L1, limitele de reglare a oscilatorului sunt stabilite în intervalul 8,8586-8,8686 MHz, care se suprapune cu o marjă peste banda de răspuns în frecvență a filtrului de cuarț testat. Pentru a asigura restructurarea maximă a GKCH

(cel puțin 10 kHz) în jurul punctului de conectare L1, VD4, VD5 se îndepărtează stratul superior de folie. Fără sarcină, tensiunea sinusoidală de ieșire a generatorului este de 1V (rms).

Blocul detector este realizat pe o placă de circuit imprimat din fibră de sticlă folie cu două fețe (Fig. 7).

Stratul superior de folie este folosit ca un fir comun. Orificiile pentru cablurile pieselor care nu au contact cu firul comun sunt scufundate.

Placa este sigilată într-o cutie de tablă de 35 mm înălțime cu capace detașabile. Rezoluția set-top box-ului depinde de calitatea fabricării acestuia.

Bobinele L1 - L4 conțin 32 de spire de sârmă PEV-0.21, rotire bobinată pentru a porni pe cadre cu diametrul de 6 mm. Trimmere în bobine din miezuri de blindaj SB-12a. Toate șocurile sunt de tip DM-0.1. Inductanță L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Transformatorul T1 este înfășurat pe un miez magnetic de ferită inel de 1000NN de dimensiune standard K10 x 6 x 3 mm și conține 7 spire în înfășurarea primară și 2 x 13 spire de sârmă PEV-0.31 în înfășurarea secundară.

Toate rezistențele de reglare sunt SPZ-38. În timpul configurării preliminare a unității, se folosește un osciloscop de înaltă frecvență pentru a monitoriza semnalul sinusoidal la porțile tranzistoarelor VT2, VT3 și, dacă este necesar, pentru a regla bobinele L2, L3. Prin reglarea bobinei L4, frecvența oscilatorului de referință este coborâtă sub banda de trecere a filtrului cu 5 kHz. Acest lucru se face astfel încât în zona de lucru a analizorului de spectru să existe mai puține interferențe care reduc rezoluția dispozitivului.

Generatorul de frecvență de măturare este conectat la un filtru de cuarț printr-un circuit oscilator potrivit cu un divizor capacitiv (Fig. 8).

În timpul procesului de reglare, acest lucru vă va permite să obțineți o atenuare scăzută și neuniformitate în banda de trecere a filtrului.

Cel de-al doilea circuit oscilator de potrivire, așa cum sa menționat deja, este situat în atașamentul detectorului. După ce a asamblat circuitul de măsurare și a conectat ieșirea set-top box-ului (conector XZ) la microfonul sau intrarea liniară a plăcii de sunet a computerului personal, lansăm programul analizor de spectru. Există mai multe astfel de programe. Autorul a folosit programul SpectraLab v.4.32.16, aflat la: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Programul este ușor de utilizat și are capacități mari.

Așadar, lansăm programul „SpektroLab” și, ajustând frecvențele MCG (în modul de control manual) și oscilatorul de referință din atașamentul detectorului, setăm vârful spectrogramei MCG la aproximativ 5 kHz. Apoi, prin echilibrarea mixerului atașamentului detectorului, vârful celei de-a doua armonice este redus la nivelul de zgomot. După aceasta, modul GCH este pornit și răspunsul în frecvență mult așteptat al filtrului testat apare pe monitor. Mai întâi, se pornește frecvența de swing de 10 Hz și, folosind R11, ajustând frecvența centrală și apoi banda de swing R10 (Fig. 4), stabilim o „imagine” acceptabilă a răspunsului în frecvență al filtrului în timp real. . În timpul măsurătorilor, prin ajustarea circuitelor de potrivire, obținem denivelări minime în banda de trecere.

Apoi, pentru a obține rezoluția maximă a dispozitivului, pornim frecvența de baleiaj de 0,3 Hz și setăm în program numărul maxim posibil de puncte de transformare Fourier (FFT, autorul are 4096...8192) și valoarea minimă a parametrul de mediere (Media, autorul are 1).

Deoarece caracteristica este desenată în mai multe treceri ale GKCh, modul voltmetru de vârf de stocare (Hold) este activat. Ca rezultat, obținem răspunsul în frecvență al filtrului studiat pe monitor.

Folosind cursorul mouse-ului, obținem valorile digitale necesare ale răspunsului în frecvență rezultat la nivelurile necesare. În acest caz, nu trebuie să uitați să măsurați frecvența oscilatorului de referință în atașamentul detectorului, pentru a obține apoi valorile reale ale frecvenței punctelor de răspuns în frecvență.

După ce au evaluat „imaginea” inițială, ei ajustează frecvențele rezonanței secvențiale ZQ1n ZQ12, respectiv, la pantele inferioare și superioare ale răspunsului în frecvență al filtrului, obținând dreptate maximă la un nivel de - 90 dB.

În concluzie, folosind imprimanta, obținem un „document” cu drepturi depline pentru filtrul fabricat. Ca exemplu în Fig. Figura 9 prezintă spectrograma răspunsului în frecvență al acestui filtru. O spectrogramă a semnalului GKCh este de asemenea prezentată acolo. Denivelarea vizibilă a pantei stângi a răspunsului în frecvență la nivelul -3...-5 dB este eliminată prin rearanjarea rezonatoarelor de cuarț ZQ2-ZQ11.

Ca rezultat, obținem următoarele caracteristici de filtru: bandă de trecere a nivelului - 6 dB - 2,586 kHz, neuniformitate a răspunsului în frecvență în banda de trecere - mai puțin de 2 dB, factor de pătrat al nivelului - 6/-60 dB - 1,41; pe niveluri - 6/-80 dB 1,59 și pe nivele - 6/-90 dB - 1,67; atenuarea în bandă este mai mică de 3 dB, iar atenuarea dincolo de bandă este mai mare de 90 dB.

Autorul a decis să verifice rezultatele obținute și a măsurat răspunsul în frecvență al filtrului de cuarț punct cu punct. Pentru măsurători a fost necesar un microvoltmetru selectiv cu un atenuator bun, care a fost un microvoltmetru tip HMV-4 (Polonia) cu o sensibilitate nominală de 0,5 μV (în același timp, înregistrează bine semnalele la un nivel de 0,05 μV) și un atenuator de 100 dB.

Pentru această opțiune de măsurare a fost asamblată diagrama prezentată în Fig. 10. Circuitele de potrivire de la intrarea și ieșirea filtrului sunt ecranate cu grijă. Firele ecranate de conectare sunt de bună calitate. Circuitele „pământului” sunt, de asemenea, executate cu grijă.

Schimbând ușor frecvența rezistenței de înaltă frecvență R11 și comutând atenuatorul de 10 dB, luăm citiri ale microvoltmetrului, trecând prin întregul răspuns de frecvență al filtrului. Folosind datele de măsurare și aceeași scară, construim un grafic de răspuns în frecvență (Fig. 11).

Datorită sensibilității ridicate a microvoltmetrului și zgomotului lateral scăzut al GKCh, semnalele sunt bine înregistrate la un nivel de -120 dB, care este reflectat clar în grafic.

Rezultatele măsurătorilor au fost următoarele: bandă de trecere de nivel - 6 dB - 2,64 kHz; neuniformitatea răspunsului în frecvență - mai puțin de 2 dB; coeficientul de perpendicularitate pentru nivelurile -6/-60 dB este 1,386; pe niveluri - 6/-80 dB - 1,56; pe niveluri - 6/-90 dB - 1.682; pe niveluri - 6/-100 dB - 1.864; atenuarea în bandă este mai mică de 3 dB, în spatele benzii este mai mare de 100 dB.

Unele diferențe între rezultatele măsurătorilor și versiunea computerului sunt explicate prin prezența erorilor acumulate în conversia digital-analogic atunci când semnalul analizat se modifică într-un interval dinamic mare.

Trebuie remarcat faptul că graficele de mai sus ale răspunsului în frecvență al unui filtru de cuarț au fost obținute cu o cantitate minimă de muncă de configurare și cu o selecție mai atentă a componentelor, caracteristicile filtrului pot fi îmbunătățite semnificativ.

Circuitul generator propus poate fi utilizat cu succes pentru a opera AGC și detectoare. Prin aplicarea unui semnal generator de frecvență de baleiaj la detector, la ieșirea set-top box-ului către computer primim un semnal de la un generator de frecvență de baleiaj de joasă frecvență, cu care puteți configura ușor și rapid orice filtru și cascadă a calea de joasă frecvență a transceiver-ului.

Nu este mai puțin interesant să utilizați atașamentul detectorului propus ca parte a indicatorului panoramic al transceiver-ului. Pentru a face acest lucru, conectați un filtru de cuarț cu o lățime de bandă de 8...10 kHz la ieșirea primului mixer. Apoi, semnalul primit este amplificat și transmis la intrarea detectorului. În acest caz, puteți observa semnalele corespondenților dvs. cu niveluri de la 5 la 9 puncte cu o rezoluție bună.

G. Bragin (RZ4HK)

Literatură:

1. Usov V. Filtru de cuarț SSB. - Radioamator, 1992, nr. 6, p. 39, 40.

2. Drozdov V.V.Emițătoare-recepție amatoare KB. - M.: Radio și comunicare, 1988.

3. Klaus Raban (DG2XK) Optimizierung von Eigenbau-Quarzfiltern mit der PC-Soundkarte. - Funkamateur, Nr. 11, 2001, S. 1246-1249.

4. Frank Silva. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, S. 38.

S-au acumulat informații interesante de la radioamatorii care au realizat plăcile principale ale „Portable TRX” și, desigur, de la „repetoare” - câteva afirmații nefondate - „de ce nu funcționează așa cum funcționează FT-1000MP?”

Încă o dată atrag atenția cititorului asupra faptului că „trebuie să plătiți pentru tot”, iar transceiver-ul, care este conceput ca o aparență de „cutii de săpun” importate, mai ales fără o configurare și depanare atentă, nu va arăta niciodată nici măcar acei parametri care sunt scrise despre secțiunea „TRX portabil” „ Vă reamintesc încă o dată - cu cât designul circuitului este mai simplu, cu atât mai atent va trebui să „extrageți” parametrii maximi din fiecare etapă. Și dacă ați achiziționat un set de filtre de cuarț cu 10 USD, de origine necunoscută și cu un răspuns în frecvență necunoscut, ați lipit în tranzistoare din plastic de fabricație necunoscută și, în plus, cu parametri teoretic prevăzuți (în principal din cuvintele dealer-ului de pe piața radio). de la care au fost achiziționate), și chiar bobine - transformatoare au fost înfășurate pe ferită veche de 100 de ani din „gunoi” - la ce vă puteți aștepta de la un astfel de „monstru”? Vă sugerez să vă uitați la caracteristicile plăcii principale nr. 3, care mi-a fost trimisă de Oleg (US5EI) din Dnepropetrovsk. A riscat să meargă pe calea care, la prima vedere, era cea mai ieftină și cea mai optimă, din punctul său de vedere, dar s-a dovedit exact invers - „înainte era rău, dar acum este din ce în ce mai rău...”. El a făcut singur placa și a schimbat „ușor” (în opinia sa) configurația pistelor pentru filtrele de cuarț pe care le-a achiziționat gata făcute. A considerat că opțiunea de 4+4 sau 6+4 cristale în filtre nu este demnă de atenție - a folosit opțiunea de radio amator „standard” - 8+4. Restul hardware-ului de pe placă este din stoc vechi (a se citi: junk). Toate „aceasta” au fost lipite pe o placă de casă, dar mai târziu s-a dovedit „ca întotdeauna”. Încercările de a resuscita „monstrul” s-au încheiat cu un „apel la autor”.....

Cea mai importantă sarcină în fabricarea unui receptor este de a asigura sensibilitatea și selecția semnalului. Fără un filtru de cuarț de înaltă calitate, această problemă nu poate fi rezolvată în TRX cu o singură conversie.

De cate ori s-a scris si rescris asta in literatura de radioamatori??? Dar trebuie să revin din nou la această problemă. Pentru mai bine de 20 de ani de design HF aproape constant și, important, același număr de ani de muncă în aer (din moment ce există designeri de care aproape nimeni nu a auzit vreodată în aer - ce putem spune despre „abilitățile și abordările” lor? la realitățile difuzate de amatori???) am făcut o concluzie pentru mine - nu putem economisi pe filtrul de selecție principal - dacă dorim să construim un „Radivo” suficient de calitativ. FOS trebuie să aibă o atenuare în banda de oprire de cel puțin 70-80Db cu o atenuare minimă în banda de trecere. Avem nevoie de cifre de întârziere maximă pe benzile de joasă frecvență. De regulă, nivelurile de acolo sunt acum 59+20-40 Db, adică. cu o atenuare a filtrului de 80Db și un semnal recepționat de +40Db, putem presupune că va „urca” cu 2-3 puncte pe scara S-metrului. Astfel de niveluri nu vor mai putea afecta funcționarea cascadelor după XTAL ZQ. Dar dacă un vecin apare pe același interval cu un nivel de +80Db, situația nu se schimbă în direcția „noastre”. Dar să nu luăm ca parametru fundamental al receptorului că acesta operează pe aceeași bandă simultan cu vecinul său, pentru că cel mai probabil, o astfel de muncă „nu va fi o bucurie” pentru el și pentru a „combate astfel de niveluri” există o metodă radicală - atenuatoarele.

În sutele de filtre de cuarț care au fost realizate de-a lungul anilor, atenuarea dincolo de banda de trecere a fost caracterizată ca fiind de aproximativ 10Db pe cuarț. Cu o ușoară diferență într-o direcție sau în alta în funcție de calitatea și dimensiunea cuarțului. Mă refer la filtre de cuarț care folosesc un circuit ladder. Principalul dezavantaj al unor astfel de filtre este panta mai mică prelungită a răspunsului în frecvență. Filtrul cu șase cristale din cuarț în B1 este un filtru de fabricație militară (a nu se confunda cu filtrele generatoare!) și are o atenuare dincolo de banda de trecere de cel puțin 70Db. Din păcate, trebuie să uităm de astfel de cuarț - proviziile vechi se epuizează și „acest lucru nu se va întâmpla din nou”... Astăzi, cea mai accesibilă opțiune (dar nu cea mai bună!) este să cumpărați cuarț mic la 8,867 MHz de pe piața radio și să încercați să sculptați ceva din ele. Ar trebui să acordați o atenție deosebită tipului și calității cuarțului. Există zeci de tipuri și modele disponibile, dar nu toate pot fi folosite pentru a face filtre. Cele de cea mai înaltă calitate ne permit să producem filtre destul de „pasabile”. Cel puțin - nu mai rău decât de la cuarțul generator de stil vechi din B1. Opt cristale asigură cel puțin 80Db de atenuare în spatele benzii, ceea ce, după cum sa menționat mai sus, este suficient pentru un transceiver destinat funcționării „normale” în aer. Puteți face un filtru cu opt cristale și vă „liniștiți”, dar obținem un filtru mic (mă refer la mici cristale moderne de cuarț), care are 3,3 cm între intrare și ieșire, atenuare în bandă de la 2 la 4 Db și denivelări până la 4-6 Db. Îl instalăm în „placa principală” și, ca urmare, obținem o „cățărare prin” ocolind filtrul în cel mai bun caz -60Db, iar în versiunea lui Oleg a plăcii principale US5EI -40Db. Am descris deja cum să faci filtrul în sine în descrierea „transceiver-ului HF”. Tot felul de versiuni „frumoase” de plăci cu circuite imprimate sub cuarț, cutii „elegante” etc. - sunt periculoase atât din cauza deteriorării factorului de calitate al cuarțului (când lipim picioarele de cuarț în fibră de sticlă), cât și din cauza „urcării” semnalului ocolind plăcile de cuarț în sine. Dacă faceți filtre în cutii, atunci trebuie să împământați carcasele de cuarț pe cutie, care este cel mai bine făcută din metal cositorit subțire, iar toată instalarea în interior se face pe picioare de cuarț. Uite - toate filtrele din fabrică sunt făcute astfel. Accept opțiunea de a face o placă de casă și un filtru pe ea numai cu păstrarea foliei pe partea în care piesele sunt instalate sub „pământul” general, cu lipirea în continuare a carcaselor de cuarț pe ea, iar apoi puteți acoperi, de asemenea, filtrați deasupra cu o cutie de ecranare din tablă cositorită și lipiți toate părțile pe folia plăcii. Da, sunt de acord - nu este foarte frumos, avansat din punct de vedere tehnologic, rapid etc. dar numai în acest fel se poate evita pe cât posibil „crawl through”. Și pentru ce „luptăm” în primul rând - pentru „un aspect corporativ” sau pentru păstrarea parametrilor maximi realizabili ai filtrului însuși? Fiecare designer decide acest lucru singur, individual...

Anterior, imitând „tendința” generală a operatorului radio, el a produs filtre monocristale cu opt cristale. Dar după ce cuarțul din carcasa B1, cu care este mult mai convenabil de lucrat, a început să se epuizeze din ce în ce mai des, au început să fie folosite rezervele de cuarț într-o carcasă mică - au scris RK169 pe ele. Și aici a ieșit tendința de dificultate în obținerea denivelărilor minime în banda de trecere și „trecerea” prin ocolirea filtrului din ZQ cu opt cristale. Au urmat încercări corespunzătoare de a „depăși problemele care au apărut”... Ceea ce a condus la opțiunea de a construi filtre cu patru și șase cristale. Această decizie a fost confirmată în continuare de informații despre caracteristicile de fază ale filtrelor - cu cât filtrul este mai lung (cu cât are mai multe legături), cu atât „saritul” de fază al filtrului este mai mare. Deoarece fiecare legătură are caracteristici individuale de fază, care cel mai probabil nu vor coincide cu caracteristicile altor legături, acest lucru duce la „sunet”. Putem auzi clar acest fenomen cu propriile noastre urechi în filtre cu secțiuni multiple cu bandă îngustă. Deși în filtrele pentru SSB acest „sunet” este aproape imposibil de auzit, unii „ascultători” talentați pot chiar să stabilească dintr-un semnal emis dacă funcționează un EMF sau un filtru de cuarț îngust (în opinia mea, acesta este, desigur, o întrebare „filosofică” – citită – controversată). În implementarea practică, este mult mai ușor să se asigure un vârf plat al răspunsului în frecvență într-un filtru cu șase cristale și aproape „automat” se obține o neuniformitate mai mică de 1Db într-un filtru cu patru cristale. Atenuarea în banda de trecere a unui ZQ cu 6 cristale nu depășește cel mai adesea 2-3Db, iar pentru un ZQ cu 4 cristale este de până la 2Db. Dar din moment ce atenuarea în banda de oprire a unor astfel de filtre nu este suficientă pentru un transceiver HF, a trebuit să dezvoltăm plăcile principale nr. 3 și nr. 4. Acestea. instalăm filtre „ca un tren” cu cascade active care le potrivesc. Măsurătorile reale ale răspunsului în frecvență de la capăt la capăt al acestei opțiuni de proiectare sunt prezentate în Fig. Numarul 1.

Măsurătorile au fost efectuate pe un analizor SK4-59. Semnalul a fost furnizat la prima etapă VT1 a plăcii principale nr. 3 și a fost scos din înfășurarea de comunicație a bobinei din drenul VT4 (cu detectorul deconectat). Placa principală nr. 3, realizată de Oleg (US5EI), a prezentat o atenuare în banda de oprire de aproximativ 45Db cu denivelări în bandă până la 8Db Fig. Nr. 2.

Poate că voi putea fotografia ecranul SK4-59 cu răspunsul în frecvență al căii de trecere a plăcii US5EI și placa „standard” nr. 3 cu două filtre de cuarț 4+4 pentru o comparație vizuală - deocamdată nu pot decât oferă imagini schițate. Neuniformitatea în banda de trecere a primului filtru cu 8 cristale ajunge la 7Db, iar atenuarea dincolo de banda de trecere depășește ușor 40Db.

Fig nr. 2. Răspunsul în frecvență al filtrului cu opt cristale al plăcii US5EI + filtrul cu patru cristale

Fig3. Răspunsul în frecvență al unui filtru cu 6 cristale măsurat cu X1-38 (scara liniară)

Fig4. Răspunsul în frecvență al unui filtru cu 6 cristale măsurat cu SK4-59 (scara logaritmică)

Fig5. Răspunsul în frecvență al unui filtru cu 6+4 cristale măsurat cu X1-38 (scara liniară)

Fig6. Răspunsul în frecvență al unui filtru cu 6+4 cristale măsurat prin SK4-59 (scara logaritmică)

Placa principală nr. 3 fabricată de US5EI

Acest lucru duce la concluzia - are sens să folosim filtre de cuarț „serioase” într-o versiune cu o singură placă a transceiver-ului? Mai probabil că da decât nu. Dar până la un anumit nivel de atenuare dincolo de banda de trecere, deoarece într-un design cu o singură placă, „crawl through” nu poate fi evitat oricum. Ca exemplu, dau două răspunsuri în frecvență ale plăcii principale nr. 3 „copiate” de pe ecranul SK4-59 - primul cu 4+4 filtre, al doilea cu 6+4 filtre (Fig. Nr. 1). Al doilea filtru cu 4 cristale din această „lucrare de laborator” nu s-a schimbat, astfel încât răspunsul în frecvență de la capăt la capăt al variantei 6+4 s-a dovedit a fi puțin mai îngust decât ne-am dori, din cauza unei ușoare discrepanțe între frecvențele centrale ale acestor filtre - sunt deplasate unul față de celălalt cu 200Hz. Dar chiar și în această aplicație - când „poarta” filtrelor nu este în „aliniere” - diferența de răspuns general în frecvență este în bine. Atât din punct de vedere al coeficientului de pătrat (Kp = 1,96 pentru opțiunea 4+4 și Kp = 1,78 pentru opțiunea 6+4) la nivelurile -10Db și -60Db, cât și în atenuarea dincolo de banda de trecere - aproximativ 75Db pentru 4+4 opțiunea sau mai mult 80Db pentru opțiunea 6+4. Trebuie remarcat faptul că nivelurile de peste 70Db sunt greu de măsurat cu precizie cu dispozitivul (scara este gradată în zeci de Db) fără a recurge la manipularea suplimentară a atenuatorului și a butoanelor de nivel de ieșire-intrare. Când imaginea răspunsului în frecvență este „întinsă” în sus, se observă o suprasarcină a amplificatoarelor de intrare ale dispozitivului - „bara” superioară a răspunsului în frecvență devine plată - se observă o limitare. Dacă îl „întindeți” în jos, pur și simplu nu mai există o grilă calibrată pe ecranul CRT. Este mai convenabil să vedeți ce se întâmplă în banda de trecere a răspunsului în frecvență al căilor de la capăt la capăt folosind X1-38; acest dispozitiv are calibrare ATT în unități Db și ecranul este mult mai mare și mai clar. Singura păcat este că oferă doar funcționare liniară. Neuniformitatea în banda de trecere a opțiunilor de filtrare 4+4 și 6+4, care sunt ajustate suplimentar pe placa în sine, nu depășește 2Db. Neuniformitatea răspunsului în frecvență în placa US5EI a fost de aproape 10Db.

Concluzie.

Se sugerează din aceste „lucrări de laborator”. Orice filtru de cuarț de casă, indiferent de numărul de cuarț din el, „dorește” o ajustare suplimentară atunci când este instalat pe placă. Desigur, este tentant să cumpărați un set de filtre pentru 10 USD, să le lipiți pe placă, să răsuciți miezurile bobinelor cel mai aproape de filtru și să plecați - microfonul „în dinți” - „pentru toată lumea, tuturor din Asia și statele baltice”... Vai, va trebui să-i dezamăgiți pe iubitorii „vieții ușoare”” În primul rând, la ce vă puteți aștepta de la un filtru de cuarț care costă 10 dolari? Pe când eram la „expoziția de radio” din Friedrichsafen (Germania), căutam în mod special componente pentru TRX și am reușit să găsesc (din sute de oferte) filtre de 9 MHz de la vreo firmă engleză la 30 de mărci, dar calitatea acestor produse. .. Cele mai ieftine filtre de cuarț, care sunt deja similare După caracteristicile lor, ceea ce aveam cu adevărat nevoie a costat mai mult de o duzină de mărci. Ei bine, să nu vorbim despre lucruri triste aici deocamdată...

Trebuie amintit că filtrele de cuarț asamblate conform unui circuit de scară sunt foarte critice pentru parametrii acelor cascade între care va fi conectat filtrul. Orice abatere (chiar la prima vedere) nesemnificativă de la sarcina nominală R sau C, care au fost obținute pe banc în timpul fabricării filtrului, provoacă modificări ale răspunsului în frecvență și, cel mai probabil, nu în direcția de care „avem nevoie”. Mai mult, adăugați aici „reactivitatea” capacităților și inductanțelor cascadelor - în final obținem - „ca întotdeauna”... Un exemplu izbitor în acest sens se aude pe gamele de frecvență joasă seara.....

După cum arată experiența, situația nu este atât de „teribilă” încât să renunțăm cu totul la filtrele de casă. Când instalați pe placă, va trebui să selectați rezistențele de sarcină (R8, R15) și 1-2 condensatoare exterioare în filtre. De exemplu, după cascada pe comutatorul de câmp VT1, cel mai adesea capacitatea serie C7 la intrarea ZQ este eliminată și înlocuită cu un jumper, iar următorul condensator C8 va necesita o reducere a capacității. Același lucru este valabil și pentru cei doi conductori de pe cealaltă parte a filtrului (C11, C10) - trebuie să le selectați într-un circuit de conectare specific (citiți - prin găsirea unui anumit „consens” între calitatea necesară de funcționare a cascadei pe VT3 și răspunsul în frecvență al filtrului). De asemenea, trebuie remarcat faptul că este mult mai ușor să asigurați un vârf plat al răspunsului în frecvență în filtrele cu mai puține plăci decât în filtrele cu mai multe cavități. Acum să revenim la numărul de cuarț. Într-un design cu o singură placă, sarcina principală este de a minimiza „penetrarea” semnalului de ocolire a filtrelor. Mai mult de 95-90Db nu pot fi obținute în opțiunile plăcii „Portable TRX”. A fost testată și opțiunea 6+6 ZQ. Și nu este nevoie să „plângi amar” despre asta - uită-te la răspunsul în frecvență al transceiver-ului, care este prezentat în revista Radiohobby 2/98. p.29 - Georgy UT5ULB și-a efectuat măsurarea în „cel mai tare” (în RA3AO) dintre dispozitivele sovietice…. Pe baza experienței acumulate, se recomandă utilizarea lui 4+4 în astfel de plăci. Pentru a îmbunătăți „performanța generală”, este posibilă o opțiune 6+4. Este inferior opțiunii 4+4 în ceea ce privește atenuarea mai mare (cu 1Db) în banda de trecere. Dar este vizibil mai bine atât în abruptul pantelor de răspuns în frecvență, cât și în atenuarea mai mare în banda de oprire (cu 10Db). Acest lucru poate fi văzut destul de clar în Figura 1. Dacă intenționați să lucrați la TRX în principal în intervalele de frecvență înaltă - nu are rost să folosiți mai mult de 8 cuarț - în această opțiune obținem un vârf aproape plat al răspunsului în frecvență (neuniformitatea chiar și cu setările de filtru „leneș” nu depășește 2Db) și pierderi minime ale semnalului primit. Dacă nu avem nevoie de „sniff” maxim al transceiver-ului, dar intenționăm să „luptăm pentru un loc la soare” pe benzi de frecvență joasă, atunci opțiunea 6+4 este de preferat. Apropo, am fost din nou convins de corectitudinea utilizării „locomotivelor” de cascade cu filtre din mai puține plăci de opt, atunci când am comunicat cu Anatoly UA1OJ, unul dintre autorii programului de calcul al filtrelor de cuarț. Iată concluziile sale - „Nu am întâlnit niciodată o atenuare a filtrului de 2-3Db. Mai des a fost 6,5-8Db. Chiar și demonstrația (versiunea demo a programului de calcul al filtrului de cuarț, clarificarea UT2FW) ajută la verificarea acestui lucru. Și rezultatele sale sunt aproape de măsurătorile mele practice.” Astfel de cifre de atenuare sunt cel mai adesea obținute într-un filtru cu 8 cavități din selectat aleatoriu, sau mai degrabă deloc selectat, dar achiziționat ceea ce a fost oferit pe piața radio. Acum imaginați-vă dacă, în căutarea selectivității notorii în canalul adiacent, instalăm un „set standard” (unul cu 8, iar celălalt cu 4) dintr-un astfel de cuarț. După părerea mea, nu trebuie să căutăm deloc în numărul de cuarț din filtre problema „compatibilității” stațiilor învecinate, ci în calitatea funcționării treptelor de ieșire ale emițătoarelor! La ce este bun dacă chiar și un filtru multi-buck de marcă de înaltă calitate este instalat în transceiver - dacă vecinul pornește două „coarnute”, care sunt legănate de două GK-71? Nici măcar nu este o chestiune de putere de ieșire, ci de prostia utilizatorului unui astfel de monstru - când toate butoanele sunt rotite spre dreapta până la capăt... Puteți utiliza două GU-84B și nu interferați cu vecinii apropiati sau îndepărtați. Sau puteți folosi, de asemenea, treapta de ieșire pe GU-29 - „în modul de lumină la 300 V la anod - stoarceți o jumătate de amper de curent” - cei care lucrează în intervalele de frecvență joasă mă vor înțelege perfect... Ei bine, acesta este un subiect pentru alt articol.

Va fi interesant pentru publicul de design să vadă interiorul unui TRX burghez modern. Ofer o fotografie a plăcii principale RX-TX împreună cu blocul sintetizator (cutie ecranată cu trei bobine, capacul a fost îndepărtat pentru a vedea interiorul) FT-817, pe care îl folosesc ca receptor de control. Este deschis și funcționează 0.1-156MHz, 420-470MHz. Este clar că, în calitate de amator de lipit, eram interesat să-i explorez caracteristicile. Pe scurt, răspunsul în frecvență al căii de recepție cu un filtru de la muRata CFJ455K corespunde aproximativ cu răspunsul în frecvență al „Portable TRX” cu placa principală nr. 2. Filtrul de marcă are o dreptunghiulare puțin mai mare pe partea pantei inferioare - acest lucru se observă și atunci când ascultați emisiunea. Dar încercați să întrebați despre costul unui astfel de filtru - și abia apoi trageți concluzii despre ce este mai bun și ce este mai rău...

FT-817 de la Yaesu.

Puterea de ieșire a acestui dispozitiv este declarată de companie ca fiind de 5 W, dar în realitate este de 2,8 W în modul SSB, așa că nu veți putea obține prea multă ieșire în aer de la acesta. Pregătesc încet un design finalizat pentru un siloz extern cu Pout până la 200W pentru astfel de TRX-uri. Într-o cutie de dimensiune 1:1 ca „TRX portabil” există un siloz, un sistem de control, un contor SWR și o sursă de alimentare. Informații despre pregătire vor apărea pe site-ul meu și, cel mai probabil, în revista „Radiohobby”, deoarece pregătește publicațiile cel mai rapid. Sau poate, dacă există timp și dorință pentru acest lucru și un articol de recenzie detaliat - ce fel de „cutie de săpun” este FT-817 și cu ce ar trebui să fie „consumat”??? Mai mult, a fost posibil de ceva timp să se efectueze comparații reale ale FT-817 cu FT-100D, TS-870 și, desigur, s-au tras concluzii (cel puțin pentru mine J).

Unii „repetători” au remarcat o bandă laterală „nesuprimată” nefuncțională în versiunea 4+4, în special prin creșterea limitării semnalului la maximum. Acest lucru nu este surprinzător cu utilizarea unor astfel de filtre. Panta inferioară a filtrelor scării este strânsă și o parte a benzii laterale nefuncționale „se târăște prin”. Singura întrebare este cum să-l suprimați în funcție de deacordarea frecvenței. În Fig. Nr. 1, linia verticală arată locația aproximativă a frecvenței oscilatorului de referință (de obicei 300-400 Hz sub punctul de pe panta inferioară la nivelul -6 dB) pe panta inferioară a filtrului - Fop . Trebuie să aveți o pantă atât de abruptă a răspunsului în frecvență încât să ofere o suprimare de cel puțin 50Db la frecvența oscilatorului de referință (acestea sunt exact acele filtre multi-buck descrise mai sus) - dacă vă stabiliți sarcina de a suprima „ toate efectele secundare imaginabile și de neconceput” dintr-o singură lovitură. În versiunea filtrului cu 4 cavități, suprimarea în vecinătatea frecvenței de referință este de 18-20Db, iar în filtrul cu 6 cavități este de 22-30Db. Prin urmare, dacă creștem limita maximă a semnalului și îl trecem prin 4 cuarț și chiar amplificăm un astfel de semnal cu o lampă GU81M (în modul „lumină” - la 1500V la anod! L) - vecinii vor fi „încântați ”... Am avertizat deja despre acest lucru în descrierea „Portable TRX”. Mai jos dau „imagini” calculate teoretic ale unui ZQ cu șase cristale și răspunsul în frecvență combinat pe un grafic de filtre cu trei-patru-șase cristale.

Nu ar trebui să vorbim despre suprimarea „pur și simplu” a părții nefuncționale, ci despre suprimarea acesteia în funcție de deacordarea relativă la frecvența oscilatorului de referință. Este clar că suprimarea va fi diferită atunci când este detunizată în jos de la frecvența de referință, de exemplu, la 500Hz sau 3KHz. Aproximativ mijlocul benzii de trecere virtuale (imaginați-vă răspunsul în oglindă în frecvență al filtrului la stânga frecvenței de referință) a benzii laterale „nesuprimate” va fi sub frecvența oscilatorului de referință cu 2 KHz - aceasta este într-un 6-cristal calculat teoretic frecvența filtrului 8860,5 MHz - atenuarea acestuia este de -70 dB, ceea ce este suficient pentru această clasă de transceiver. Desigur, în realitate se dovedește adesea mai rău, ceea ce este asociat atât cu calitatea fabricării filtrelor în sine, cât și cu calitatea fabricării și configurației plăcii principale. Apropo, dacă vrei să calculezi și să vezi răspunsul în frecvență al filtrelor din acele cristale de cuarț care au fost achiziționate întâmplător de pe piața radio și nu există nicio dorință să le faci mai întâi (pentru că ești prea leneș și chiar nu există instrumente) în acest scop, vă recomand să acordați o atenție deosebită programului de calcul al filtrelor de cuarț, a cărui versiune demo mi-a fost oferită cu amabilitate de Anatoly UA1OJ în timpul pregătirii acestui articol. Programul a fost întocmit nu doar de un programator care își imaginează vag „ce sunt aceste mici cutii de fier?”, ci sub privirea atentă a unui operator radio care știe direct cum sunt asamblate astfel de „cutii”. Deși sunt mai aproape în spirit de producerea și testarea practică a răspunsului în frecvență pe dispozitive cu un design de filtru real decât de „teoretizarea” folosind butoanele computerului...

Răspunsul în frecvență de la capăt la capăt al lui TRX RA3AO, măsurat de Georgy UT5ULB -

La verificarea și configurarea căilor IF cu filtre de cuarț sau filtre individuale de cuarț, majoritatea radioamatorilor au o problemă de unde să obțină un semnal de testare. Nu este întotdeauna posibilă măsurarea indirectă a parametrilor folosind mixere receptor. Nu toate de precizie disponibile și relativ ieftină, generatoarele de măsurare multifuncționale acoperă domeniul de frecvență de 30...90 MHz, sau stabilitatea generatoarelor RF convenționale (cu funcție GFC) nu va permite măsurarea și ajustarea precisă a caracteristicilor filtrelor de cuarț. . Dar, de cele mai multe ori, un astfel de echipament pur și simplu nu este disponibil și este nerezonabil să cumpărați un generator scump doar pentru această lucrare.

Acest articol descrie un oscilator controlat de tensiune (VCO) cu două canale cu un interval de reglaj mic (câteva zeci de kiloherți), o frecvență centrală de 2...90 MHz, o rezistență de ieșire de 50 ohmi și un semnal de ieșire cu un vârf. -până la vârf de 100...300 mV. Dispozitivul este proiectat să funcționeze ca parte a unui contor de răspuns în frecvență în loc de un contor de răspuns în frecvență și poate funcționa, de asemenea, împreună cu un alt generator de semnal dinți de ferăstrău.

Pentru a obține o funcționare stabilă a VCO, au fost utilizate rezonatoare ceramice ieftine și accesibile ca elemente de setare a frecvenței pentru frecvențe de 2...12 MHz și multiplicarea ulterioară a frecvenței. Desigur, o bază de elemente moderne ar face posibilă rezolvarea aceleiași probleme folosind generatoare DDS sau generatoare cu PLL (cu un microcontroler și software-ul corespunzător), dar apoi complexitatea unui astfel de dispozitiv ar depăși complexitatea echipamentului testat. Prin urmare, scopul a fost acela de a crea un generator simplu folosind elementele disponibile și nu trebuie să se ocupe de fabricarea inductoarelor și, de asemenea, de a configura dispozitivul folosind instrumente de măsurare simple.

Dispozitivul este împărțit în unități funcționale separate care pot fi montate sau nu, în funcție de nevoile proprietarului. De exemplu, dacă aveți un generator DDS multifuncțional, atunci nu puteți asambla generatoarele și utilizați doar multiplicatori de frecvență și filtrul principal pentru a ajunge la frecvența finală. Pentru a evita funcționarea instabilă, recomand să folosiți exclusiv microcircuite CMOS din seria 74ACxx în partea de înaltă frecvență.

Placa dispozitivului (Fig. 1) cu dimensiunile de 100x160 mm este proiectată astfel încât să poată fi realizată cu o singură față (partea superioară pe care sunt amplasate toate elementele, cu excepția firelor jumper) sau cu două fețe dacă intenționați să utilizați dispozitivul la frecvențe de peste 25 MHz. Numerotarea elementelor de pe schema de circuit și de pe placă începe cu numărul atribuit nodului în care sunt incluse. În fig. Figura 2 arată instalarea elementelor pe o versiune unilaterală a plăcii. În acest caz, pinii microcircuitului din pachetul DIP sunt lipiți din partea conductorilor imprimați, ceea ce necesită o îngrijire specială.

Orez. 1. Dimensiuni placa dispozitiv 100x160 mm

Orez. 2. Instalarea elementelor pe o versiune unilaterală a plăcii

Rezonatoarele ceramice au o bună stabilitate a frecvenței pe termen scurt, ceea ce face posibilă utilizarea semnalului lor pentru a configura filtre de cuarț și pentru a măsura în mod fiabil pantele abrupte. Intervalul de interrezonanță al unor astfel de rezonatoare este cu un ordin de mărime mai mare decât cel al celor din cuarț. Pot fi trase in frecventa cu +0,3...-2% din valoarea nominala fara probleme. În tabel Figura 1 prezintă principalii parametri ai rezonatoarelor piezoceramice achiziționate în 2015 în Rusia și domeniul lor de reglare a frecvenței pentru cazul construirii unui generator pe baza elementelor logice ale microcircuitului 74AC86.

tabelul 1

Rezonator tip 1)	Frecvența nominală, MHz	Numărul de pini	Frecvența minimă 2), MHz	Frecvența maximă 3), MHz

1) P - rezonatoare din seria ZTA, PC - rezonatoare din seria ZTT (cu condensatoare încorporate), D - discriminator (pentru utilizarea în detectoare FM). 2) Cu doi condensatori de 280 pF. 3) Cu doi condensatori de 20 pF.

Rezonatoarele ceramice pentru frecvențe mai mari (mai mult de 13 MHz) sunt fabricate în mod evident folosind o tehnologie diferită, iar intervalul lor de reglare a frecvenței este foarte mic. Rezonatoarele din seria ZTT au condensatoare încorporate și, prin urmare, este mult mai dificil să le reglați în frecvență și nu este întotdeauna posibil să obțineți frecvența nominală.

În tabel 2 prezintă cele mai comune valori ale frecvenței IF în diferite dispozitive de recepție radio (RPU) și transceiver, precum și opțiuni pentru generarea acestor frecvențe folosind rezonatoare ceramice. Analiza coeficienților de înmulțire sau împărțire necesari va dezvălui necesitatea utilizării înmulțirii cu doi pentru a extinde numărul de opțiuni posibile și pentru a asigura calitatea semnalului.

masa 2

IF, MHz	Aplicația principală	Frecvența generatorului, MHz
IF, MHz	Aplicația principală	Opțiunea 1	Opțiunea 2	Opțiunea 3	Opțiunea 4
	Transceiver de casă
	Transceiver de casă
	Transceiver de casă
	Transceiver de casă
	Transceiver de casă
	Transceiver de casă
	Standard
	Transceiver IC R-75
	Transceiver CB
	Standard
	RPU civilă
	Standard

	Transceiver YAESU
	Transceiver-uri
	Unități de control de uz casnic
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Unități de control de uz casnic

	Transceiver ICOM
	RPU Brigantine
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver IC R-75
	Transceiver-uri

	RPU EKD(PIB)
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Transceiver-uri
	Unități de control radio de casă

Pentru a înțelege funcționarea multiplicatorilor de frecvență propuși, voi prezenta pe scurt parametrii importanți ai spectrelor semnalelor de ieșire ale elementelor logice CMOS din seria 74AC. Aceste elemente de mare viteză funcționează cu o tensiune de alimentare de 2...6 V, iar fără sarcină capacitivă, timpul minim de creștere a impulsurilor de ieșire este de 1 ns, ceea ce face posibilă obținerea unor componente spectrale semnificative până la o frecvență de 250 MHz. În același timp, rezistența de ieșire a elementelor este de aproximativ 25 ohmi, ceea ce facilitează obținerea de energie semnificativă din componentele armonice superioare. Caracteristica de transfer a elementelor logice din această serie este simetrică, iar treapta de ieșire are aceeași capacitate de sarcină și viteză de comutare pentru curentul de scurgere și de scufundare. Astfel, semnalul de ieșire al elementelor logice și flip-flop-urilor din seria 74ACxx până la frecvențe de 30 MHz poate fi considerat ideal, iar toate legile matematicii legate de spectrele semnalelor pulsate pot fi aplicate în practică cu mare precizie.

Un semnal dreptunghiular cu aceeași durată a impulsului t și pauză t p este așa-numita undă pătrată (factor de sarcină Q = T/t și = 2, unde T este perioada de repetare a impulsului T = t și +t p, dar uneori termenul „ duty cycle”, se folosește ciclul de lucru invers K = 1/Q), conține în spectru, pe lângă prima armonică (F 1 = 1/T - frecvența fundamentală), și armonici impare (2n+ 1)F 1, unde n = 1, 2, 3.... În practică, suprimarea armonicilor pare poate ajunge la 40 dB fără utilizarea unor măsuri speciale, iar pentru a obține o suprimare de până la 60 dB, este necesar să se asigure stabilitatea pe termen lung a parametrilor elementelor folosind OOS și cu ajustare suplimentară atentă.

Experiența a arătat că divizoarele de frecvență în două (flip-flops D și JK flip-flops din seria 74ACxx, precum și divizorul de frecvență 74AC4040) la frecvențe de până la 4 MHz asigură o astfel de suprimare de până la 60 dB. La o frecvență de ieșire de 30 MHz scade la 30 dB, iar la frecvențe de peste 100 MHz nu există o suprimare pronunțată a armonicilor pare.

Unda pătrată are, prin urmare, o importanță deosebită în multiplicatorii de frecvență datorită purității relative a spectrului, care simplifică filtrele ulterioare. Din acest motiv, dispozitivul propus oferă elemente pentru reglarea simetriei semnalului. Caracteristicile de ieșire aproape ideale ale elementelor din seria 74ACxx permit, fără utilizarea unui analizor de spectru care utilizează elemente de reglare, să se obțină forma dorită a semnalului prin măsurarea tensiunii medii DC la ieșire. Suprimarea armonicilor pare de până la 40...50 dB la frecvențe de până la 20 MHz se realizează fără probleme.

Ciclul de funcționare (factorul de funcționare) al semnalului de ieșire poate fi măsurat folosind un multimetru digital în modul de măsurare a tensiunii DC (intrare R ≥ 10 MΩ), fără a modifica limita de măsurare (Fig. 3). În primul rând, multimetrul este calibrat; pentru aceasta, este conectat printr-un rezistor cu o rezistență de 33...100 kOhm la liniile de alimentare (direct la bornele corespunzătoare ale microcircuitului). Deoarece rezistența de intrare a multimetrului este de 10 MOhm, citirile sale (Uk) vor fi cu 0,3...1% mai mici decât tensiunea de alimentare. Rezistorul, împreună cu toate capacitățile firelor și intrarea multimetrului, formează un filtru trece-jos pentru semnalul de înaltă frecvență. Dacă există un semnal de impuls cu Q = 2 la ieșirea elementului logic, multimetrul va afișa U out = 0,5U k. În Fig. Figura 4 prezintă spectrul semnalului la ieșirea generatorului microcircuitului 74AC86 fără măsuri speciale de echilibrare; suprimarea celei de-a doua armonice în raport cu prima este de aproximativ 36 dB. Acest lucru nu este foarte bun pentru a lucra cu multiplicatori de frecvență.

Orez. 3. Măsurarea ciclului de lucru (factor de sarcină) al semnalului de ieșire

Orez. 4. Spectrul de semnal la ieșirea generatorului microcircuitului 74AC86

Dacă simetria semnalului de ieșire este întreruptă, alte componente spectrale pot fi suprimate. De exemplu, când Q = 3 (Fig. 5), armonicile care sunt multipli de trei sunt suprimate în semnalul de ieșire (Fig. 6). Stabilirea unui astfel de mod se realizează și cu un multimetru, dar trebuie doar să obțineți tensiunea medie U = 0,333U k (sau 0,666U k). Această opțiune este deosebit de interesantă dacă trebuie să înmulțiți cu doi sau patru. La armonici mai mari, costul filtrelor face deja dificilă aplicarea practică a acestei opțiuni.

Orez. 5. Spectrul de semnal

Orez. 6. Spectrul de semnal

Astfel, unda pătrată este ideală pentru obținerea armonicilor impare ale semnalului, până la a șaptea. Cele superioare sunt deja foarte atenuate, iar extracția lor ar necesita filtre și amplificatoare complexe. A doua și a patra armonică se obțin cel mai bine cu un ciclu de lucru al semnalului de ieșire Q = 3. Dacă toate armonicile apropiate sunt necesare în spectru, trebuie să setați Q = 2,41 (K = 41,5%).

Există o notă importantă aici. Uneori se întâmplă ca interferența de la oscilatorul local sau propriul sistem PLL al microcontrolerului să „rătăcească” în receptor. Selectând cu îndemânare ciclul de lucru al semnalului de ceas, puteți suprima unele dintre armonicile interferente. Dar, în general, fondul general al armonicilor din semnalul de ceas poate fi redus dacă, implicit, ciclul său de lucru este setat exact la Q = 2.

Dispozitivul propus utilizează în principal elemente logice CMOS care funcționează în mod liniar. Pentru aceasta, se folosește modul invertor (dacă elementul este cu două intrări, a doua intrare este conectată la un fir comun sau o linie de alimentare) și se introduce feedback DC (Fig. 7) pentru a menține punctul de funcționare în mijlocul caracteristica de transfer. Rezistorul R3 oferă OOS, iar cu ajutorul rezistențelor R1 și R2 puteți schimba poziția punctului de operare pe caracteristica de transfer. Acest circuit vă permite, de asemenea, să echilibrați elementele logice ale seriei 74xCTxx, care au un prag de comutare de aproximativ 1,2 V (cu o tensiune de alimentare de 3,3 V). Criteriul pentru setarea corectă este setarea tensiunii de ieșire la 50% din alimentare. Rezistența rezistenței R2 este aleasă cât mai mare posibil, astfel încât să aibă o influență mai mică asupra circuitelor semnalului de intrare.

Orez. 7. Diagrama dispozitivului

Panta caracteristicii de transfer corespunde unui câștig de tensiune de 30...40 dB. Prin urmare, un semnal de intrare cu o tensiune de câteva zeci de milivolți duce deja la o modificare a ieșirii de la zero la maxim. Pentru a reduce zgomotul la trecerea de la o stare la alta, trebuie furnizată o anumită rată de creștere a semnalului la intrare (pentru seria 74ACxx - aproximativ 125 mV/ns). În acest caz, există o frecvență limită inferioară la care zgomotul de interferență sau autoexcitarea nu are loc în timpul trecerii prin secțiunea activă a caracteristicii.

Dacă un circuit LC paralel este activat la intrarea porții logice, semnalele de intrare cu frecvență mai mică pot fi furnizate fără a provoca zgomot. Cu o tensiune de alimentare de 3,3 V la o frecvență de 3 MHz, variația minimă de tensiune este de 0,5...1 V. Pentru a funcționa la frecvențe mai mici, este necesar să se utilizeze elemente logice din seria 74HCxx, MM74Cxx, 40xx.

Pe baza elementului EXCLUSIV SAU (cip 74AC86), puteți face cu ușurință un multiplicator de frecvență cu doi dacă semnalul este aplicat direct la o intrare, la cealaltă intrare printr-o linie de întârziere bazată pe un circuit RC (Fig. 8). Dacă constanta de timp a circuitului RC (τ) este semnificativ mai mică decât perioada de repetare a impulsurilor T, vom obține impulsuri scurte la ieșire cu fiecare scădere a tensiunii de intrare, adică numărul de impulsuri (și, prin urmare, frecvența acestora) s-a dublat. Pe măsură ce întârzierea (constanta de timp a circuitului RC) pe condensatorul C1 crește, semnalul devine triunghiular și amplitudinea acestuia scade, astfel încât precizia de comutare scade și calitatea semnalului se deteriorează - fronturile „plutesc” cu zgomot. Un astfel de multiplicator funcționează stabil la τ

Orez. 8. Multiplicator de frecventa

Spectrul semnalului de ieșire va fi și mai curat în cazul Q = 3 (Fig. 9). În acest caz, multiplicatorul va „da” armonici la ieșire la frecvențele 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 etc.). Numai armonicile de la 2F 1 și 4F 1 sunt de importanță practică, iar suprimarea armonicilor cu frecvențele F 1, 3F 1, 5F 1 și 6F 1 ajută. Cu această setare, ieșirea ar trebui să fie U out = 0,333U k.

Orez. 9. Spectrul de ieșire

Orez. 10. Spectrul de semnal

Schema bloc a generatorului de măsurare este prezentată în Fig. 11. Circuitul oferă două generatoare (G1, G2) de același design pentru a extinde funcționalitatea dispozitivului. După ele, înmulțirea frecvenței intermediare are loc în multiplicatorul-divizor de frecvență U1 sau multiplicatorul de frecvență U2. Factorul de multiplicare este unul, doi, trei sau patru. În plus, în multiplicatorul-divizor de frecvență U1, frecvența semnalului poate fi împărțită la două sau patru înainte de înmulțire. În mixer, la ieșirea elementului DD1 și după filtrul trece-jos Z3 (frecvența de tăiere - 100 kHz), se generează un semnal la frecvența F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 |. Mixerul funcționează și pe armonici.

Orez. 11. Schema bloc a generatorului de măsurare

Modulatorul conține elementele DD2, DD3, Z1 și Z2, acestea formând ciclul de lucru necesar al semnalului pentru ultima etapă de multiplicare. Cu ciclu de lucru Q = 2, elementele Z1 și Z2 nu sunt necesare. DD4 și DD5 funcționează ca amplificatoare tampon, în plus, pot fi modulate în impuls.

Generatorul G3 generează impulsuri scurte pentru a simula zgomotul de impuls, este activat de un nivel ridicat al semnalului SPON. Dacă frecvența acestuia este redusă de 100...1000 de ori (prin creșterea capacității condensatoarelor corespunzătoare), dinamica AGC sau supresor de zgomot poate fi ajustată în RPU.

Folosind filtrele Z4 și Z5, armonica dorită este izolată, iar amplificatoarele A2 și A3 dau semnalelor nivelul necesar. La ieșirea GEN-3, puteți crea un semnal combinat folosind jumperii S1 și S2.

Unitatea de alimentare (PSU) furnizează o tensiune de 3,3 V componentelor dispozitivului și există, de asemenea, o tensiune de ieșire de +3,9 V pentru alimentarea echipamentelor de putere redusă testate (radiouri TECSUN, DEGEN etc.). a sursei de alimentare poate fi alimentată cu tensiune de +5 V de la portul USB sau încărcătorul unui telefon mobil, precum și de la o sursă de alimentare nestabilizată cu o tensiune de ieșire de 5...15 V. Curentul consumat de dispozitiv depinde de frecvența generatoarelor și nu depășește 70 mA atunci când este complet echipat.

Următoarea parte a articolului va oferi o descriere detaliată a circuitului dispozitivului și câteva exemple specifice ale configurației sale pentru funcționarea pe IF întâlnite frecvent în unitățile de control radio amator.

Filtru simplu și ieftin pentru SSB

Vorontsov A. RW6HRM propune, ca alternativă la EMF, să se utilizeze un circuit de filtru cu cuarț simplu și, cel mai important, ieftin. Articolul este relevant din cauza deficitului și a costului ridicat al acestor elemente.

Recent, foarte des în publicațiile de pe Internet apar „lacrimi” ale radioamatorilor începători, spun ei, este dificil să obțineți un EMF, este scump, un filtru de cuarț este greu de realizat, sunt necesare instrumente etc. Într-adevăr, acum este destul de problematic să obțineți un EMF nou bun, ceea ce este oferit pe piață este folosit în profunzime fără garanția de funcționare normală și să construiți un filtru de cuarț chiar și pe cuarț disponibil în comerț la 8,86 MHz fără a avea controlul adecvat și echipament de măsurare, „la vizor”, imposibil. La prima vedere, situația nu este atât de mare...

Cu toate acestea, există o opțiune de a face un filtru de cuarț simplu pentru un transmițător sau transceiver SSB de joasă frecvență destul de simplu și, cel mai important, ieftin. Este suficient să te plimbi prin magazinele de radio și să vezi cristale de cuarț „cu două picioare” de vânzare pentru telecomenzi pentru frecvențe de la 450 la 960 kHz. Aceste piese sunt realizate cu toleranțe destul de mari asupra frecvențelor generate, ceea ce ne dă dreptul de a alege atât frecvența intermediară folosită, cât și lățimea de bandă a filtrului care se realizează. Permiteți-mi să fac o rezervare imediat: ideea nu este a mea, a fost testată anterior de radioamatorul suedez HARRY LYTHALL, SM0VPO, și vă anunț doar despre ea (după ce mi-am făcut mai multe filtre).

Deci, ceea ce avem nevoie pentru a selecta cuarțul este un simplu generator în trei puncte și un frecvențămetru sau un receptor radio cu un frecvențămetru care acoperă banda de amatori de 160 de metri. Dintr-o grămadă de cuarțuri, trebuie să selectăm două cu o distanță a frecvențelor generate de 1 - 1,5 kHz. Dacă folosim cuarț la o frecvență de 455 kHz, atunci este cel mai convenabil să acordăm a patra armonică (aproximativ 1820 kHz, realizând o distanță de 4 - 4,5 kHz), iar dacă 960 kHz, atunci la a doua (1920 kHz, distanță 2 - 2, 5 kHz).

Circuitul CL1 din acest exemplu este sarcina etapei anterioare a amplificatorului; acesta este un circuit standard de 455 kHz de la orice receptor AM fabricat străin. De asemenea, puteți utiliza date din literatura de radio amatori pentru circuite de casă la o frecvență de 465 kHz, reducând numărul de spire cu 5%. Punctele indică începutul bobinelor de comunicare L2 și L3; 10-20 de spire sunt suficiente pentru ele. Este foarte posibil să instalați un filtru imediat după mixer, de exemplu, unul inel cu patru diode. În acest caz, veți obține deja un transformator 1:1:1, care poate fi realizat pe un inel F600 cu un diametru exterior de 10 - 12 mm, numărul de spire de fir triplu răsucit PEL-0,1 - 10 - 30. Condensatorul C în cazul unui transformator, desigur, nu este necesar. Dacă a doua etapă a amplificatorului este realizată pe un tranzistor, atunci un rezistor de 10 kOhm poate fi utilizat în circuitul de bază de setare a curentului, atunci nu este necesar un condensator de izolare de 0,1 μF. Și dacă acest filtru este utilizat într-un circuit simplu de circuit radio, atunci rezistența poate fi eliminată.

Acum, din grămada de cuarț rămasă, trebuie să selectăm unul potrivit pentru oscilatorul de referință. Dacă selectăm cuarț la 455 kHz la valorile indicate în diagramă, atunci la ieșirea filtrului vom obține o bandă laterală inferioară, dacă la 454 kHz vom obține una superioară. Dacă nu mai există cuarț, atunci este foarte posibil să asamblați un oscilator de referință folosind un circuit capacitiv în trei puncte și, selectând frecvența acestuia, să ajustați filtrul rezultat. In acest caz, generatorul trebuie realizat cu masuri sporite in ceea ce priveste stabilitatea sa termica.

Reglajul se poate face chiar și după ureche, folosind purtători de posturi de radio, dar vom lăsa această plăcere „muzicienilor” mai mult sau mai puțin experimentați. Pentru configurare ar fi bine să aveți un generator de sunet și un osciloscop. Alimentam un semnal de la generatorul de sunet cu o frecvență de 3 - 3,3 kHz la amplificatorul microfonului (presupunând că filtrul este deja în circuitul emițătorului), conectăm un osciloscop la ieșirea filtrului și schimbăm frecvența oscilatorului de referință până când nivelul semnalului de ieșire după filtru scade minim . În continuare, verificăm limita inferioară a transmisiei filtrului aplicând o frecvență de 300 Hz de la un generator de sunet la intrarea microfonului. Apropo, pentru a crește limita inferioară a lățimii de bandă de transmisie a unui amplificator de microfon la frecvențe audio, este suficient să instalați condensatori de tranziție cu o capacitate de aproximativ 6800 pF sau mai puțin, iar pentru limita superioară, în orice caz, ar fi fi bine să instalați cel puțin un filtru trece-jos cu o singură legătură.

Asta e tot. După cum puteți vedea, nu veți suporta costuri mari la fabricarea acestui filtru, iar semnalul va fi destul de prezentabil. Desigur, datorită simplității sale, nu mai este indicat să-l folosești în emițătoarele din categoria a doua, dar pentru 1,8 - 7 MHz va fi mai mult decât suficient. Conform rezultatelor măsurătorilor, acest design clasic coincide complet cu cel descris în cărțile de referință (de exemplu, Manualul undelor scurte al lui Bunin și Yaylenko) - partea inferioară a caracteristicii este oarecum înăsprită. Atenuarea în banda de trecere este de aproximativ 1 - 2 dB, depinde de calitatea rezonatoarelor folosite. Dar dacă găsești o modalitate și mai ieftină de a difuza cu SSB (cu excepția fazei) - anunță-mă

Îmbunătățirea răspunsului în frecvență al filtrului de cuarț „Leningrad”.

S. Popov RA6CS

La implementarea filtrelor de frecvență, este necesar să se țină cont de specificul aplicării acestora. Am discutat deja mai devreme că filtrele active (cel mai adesea) sunt convenabile de utilizat pentru implementarea filtrelor relativ jos. Este convenabil de utilizat în intervalul de frecvență de la sute de kiloherți la sute de megaherți. Aceste implementări de filtre sunt destul de convenabile de fabricat și, în unele cazuri, pot fi reglate în frecvență. Cu toate acestea, au stabilitate scăzută a parametrilor.

Valoarea rezistenței rezistențelor din filtru nu este constantă. Se schimbă în funcție de temperatură, umiditate sau când elementele îmbătrânesc. Același lucru se poate spune despre valoarea capacității condensatorului. Ca urmare, frecvențele de reglare ale polilor filtrului și factorii lor de calitate se modifică. Dacă există zerouri de amplificare a filtrului, atunci se schimbă și frecvențele de reglare ale acestora. Ca urmare a acestor modificări, filtrul își schimbă . Se spune despre un astfel de filtru că „se destramă”

O situație similară se întâmplă cu filtrele LC pasive. Adevărat, în filtrele LC dependența polului sau a frecvenței zero depinde mai puțin de valoarea inductanței și capacității. Această dependență este proporțională cu rădăcina pătrată, în contrast cu dependența liniară în circuitele RC. Prin urmare, circuitele LC au o stabilitate mai mare a parametrilor (aproximativ 10 -3).

Prin aplicarea anumitor măsuri (cum ar fi utilizarea condensatoarelor cu TKE pozitiv și negativ, stabilizarea termică), stabilitatea parametrilor filtrelor descrise poate fi îmbunătățită cu un ordin de mărime. Cu toate acestea, atunci când creați echipamente moderne, acest lucru nu este suficient. Prin urmare, începând cu anii 40 ai secolului XX, s-au căutat soluții mai stabile.

În timpul cercetărilor, s-a constatat că vibrațiile mecanice, în special în vid, au pierderi mai mici. Filtrele au fost dezvoltate pe diapazonuri și corzi muzicale. Vibrațiile mecanice au fost excitate și apoi îndepărtate de inductori folosind un câmp magnetic. Cu toate acestea, aceste modele s-au dovedit a fi costisitoare și greoaie.

Apoi conversia energiei electrice în vibrații mecanice a început să se facă folosind efecte magnetostrictive și piezo. Acest lucru a făcut posibilă reducerea dimensiunii și costului filtrelor. În urma cercetărilor, s-a descoperit că plăcile de cristal de cuarț au cea mai mare stabilitate a frecvenței vibrațiilor. În plus, au un efect piezoelectric. Ca rezultat, filtrele de cuarț sunt de departe cel mai comun tip de filtru de înaltă calitate. Structura internă și aspectul rezonatorului de cuarț sunt prezentate în Figura 1.

Figura 1. Structura internă și aspectul unui rezonator cu cuarț

Rezonatoarele cu un singur cristal sunt rareori utilizate în filtrele cu cristale. Această soluție este folosită de obicei de radioamatorii. În prezent, este mult mai profitabil să cumpărați un filtru de cuarț gata făcut. Mai mult, piața oferă de obicei filtre pentru cele mai comune frecvențe intermediare. Producătorii de filtre de cuarț folosesc o altă soluție pentru a reduce dimensiunile. Două perechi de electrozi sunt depuse pe o placă de cuarț, care formează două rezonatoare interconectate acustic. Aspectul unei plăci de cuarț cu un design similar și un desen al carcasei în care este plasată sunt prezentate în Figura 2.

Figura 2. Aspectul unei plăci de cuarț cu două rezonatoare, desenul carcasei și aspectul filtrului de cuarț

Această soluție se numește pereche de cuarț. Cel mai simplu filtru de cuarț este format dintr-o pereche. Denumirea sa grafică este prezentată în Figura 3.

Figura 3. Desemnarea grafică a unei perechi de cuarț

Dublul de cuarț este echivalent electric cu circuitul de filtru trece-bandă cu două circuite cuplate prezentate în Figura 4.

Figura 4. Circuit de filtru cu dublu circuit echivalent cu un geamăn de cuarț

Diferența constă în factorul de calitate realizabil al circuitelor și, prin urmare, în lățimea de bandă a filtrului. Câștigul este vizibil mai ales la frecvențe înalte (zeci de megaherți). Filtrele de cuarț de ordinul al patrulea sunt realizate pe două perechi conectate între ele folosind un condensator. Intrarea și ieșirea acestor două nu mai sunt echivalente, deci sunt notate cu un punct. Diagrama acestui filtru este prezentată în Figura 5.

Figura 5. Circuitul filtrului de cuarț de ordinul al patrulea

Filtrele L1C1 și L2C3, ca de obicei, sunt concepute pentru a transforma rezistența de intrare și de ieșire și pentru a le aduce la valoarea standard. Filtrele de cuarț de ordinul al optulea sunt construite într-un mod similar. Pentru a le implementa, se folosesc patru gemeni de cuarț, dar spre deosebire de versiunea anterioară, filtrul este realizat într-o singură carcasă. O diagramă schematică a unui astfel de filtru este prezentată în Figura 6.

Figura 6. Schema schematică a unui filtru de cuarț de ordinul al optulea

Designul intern al unui filtru de cuarț de ordinul al optulea poate fi studiat din fotografia filtrului cu capacul îndepărtat, care este prezentată în Figura 7.

Figura 7. Proiectarea internă a unui filtru de cristal de ordinul al optulea

Fotografia arată clar patru duali de cuarț și trei condensatoare de suprafață (SMD). Un design similar este utilizat în toate filtrele moderne, atât penetrante, cât și montate la suprafață. Este folosit de producătorii interni și străini de filtre de cuarț. Printre producătorii autohtoni, putem numi JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs sau grupul de întreprinderi Piezo. Lista de referințe prezintă câțiva dintre producătorii străini de filtre de cuarț. Trebuie remarcat faptul că designul prezentat în Figura 7 poate fi implementat cu ușurință în pachete de montare la suprafață (SMD).

După cum vedem, acum nu este nicio problemă să cumpărați un filtru de cuarț gata făcut, cu dimensiuni minime și la un preț accesibil. Ele pot fi utilizate pentru a proiecta receptoare, transmițătoare, transceiver sau alte tipuri de echipamente radio de înaltă calitate. Pentru a facilita navigarea prin tipurile de filtre de cuarț oferite pe piață, vă prezentăm un grafic al dependențelor tipice ale răspunsului amplitudine-frecvență față de numărul de rezonatoare (poli), dat de SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL