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5비트 펄스 조정 가능 안정기. 보호 기능이 있는 스위칭 전원 공급 장치 안정기

재미있는 실험: 전계 효과 트랜지스터의 몇 가지 가능성

라디오 잡지, 1998년 11호.

바이폴라 트랜지스터의 입력 저항은 캐스케이드의 부하 저항, 이미 터 회로의 저항 저항 및 기본 전류 전달 계수에 따라 달라지는 것으로 알려져 있습니다. 때로는 상대적으로 작아서 캐스케이드를 입력 신호 소스와 일치시키기 어려울 수 있습니다. 전계 효과 트랜지스터를 사용하면 이 문제가 완전히 사라집니다. 입력 저항은 수십, 심지어 수백 메가옴에 이릅니다. 전계 효과 트랜지스터에 대해 더 잘 알아 보려면 제안된 실험을 수행하십시오.

전계 효과 트랜지스터의 특성에 대해 조금 설명합니다.바이폴라 전극과 마찬가지로 필드 전극에는 세 개의 전극이 있지만 게이트(베이스와 유사), 드레인(컬렉터), 소스(이미터) 등 서로 다르게 호출됩니다. 양극성 전계 효과 트랜지스터와 유사하게 p-채널과 n-채널의 다양한 "구조"가 있습니다. 양극성과 달리 p-n 접합 형태의 게이트와 절연 게이트가 있을 수 있습니다. 우리의 실험은 그 중 첫 번째에 관한 것입니다.

전계 효과 트랜지스터의 기본은 실리콘 웨이퍼(게이트)이며, 여기에는 채널이라고 불리는 얇은 영역이 있습니다(그림 1a). 채널의 한쪽에는 배수구가 있고 다른쪽에는 소스가 있습니다. 트랜지스터의 양극 단자를 소스에 연결하고 전원 배터리 GB2의 음극 단자를 드레인에 연결하면(그림 1, b) 채널에 전류가 발생합니다. 이 경우 채널은 최대 전도성을 갖습니다.

다른 전원(GB1)을 소스 및 게이트 단자(+게이트)에 연결하자마자 채널이 "좁아" 드레인-소스 회로의 저항이 증가합니다. 이 회로의 전류는 즉시 감소합니다. 게이트와 소스 사이의 전압을 변경함으로써 드레인 전류가 제어됩니다. 또한, 게이트 회로에는 전류가 없으며, 드레인 전류는 소스와 게이트에 인가되는 전압에 의해 생성되는 전계에 의해 제어됩니다(이것이 트랜지스터를 전계 효과라고 부르는 이유입니다).

위의 내용은 p-채널 트랜지스터에 적용되지만, 트랜지스터가 n-채널인 경우 공급 전압과 제어 전압의 극성이 반전됩니다(그림 1c).

대부분의 경우 금속 케이스에서 전계 효과 트랜지스터를 찾을 수 있습니다. 세 개의 주요 단자 외에도 설치 중에 구조의 공통 와이어에 연결되는 하우징 단자가 있을 수도 있습니다.

전계 효과 트랜지스터의 매개 변수 중 하나는 초기 드레인 전류(시작부터의 I)입니다. 즉, 트랜지스터 게이트의 0 전압에서 드레인 회로의 전류입니다(그림 2a에서 가변 저항 슬라이더는 아래쪽에 있음). 다이어그램의 위치) 및 주어진 공급 전압에서.

회로에서 저항 슬라이더를 부드럽게 위로 이동하면 트랜지스터 게이트의 전압이 증가함에 따라 드레인 전류가 감소하고(그림 2b) 특정 트랜지스터의 특정 전압에서는 거의 0으로 떨어집니다. 이 순간에 해당하는 전압을 컷오프 전압(U ZIots)이라고 합니다.

게이트 전압에 대한 드레인 전류의 의존성은 직선에 매우 가깝습니다. 드레인 전류의 임의 증가분을 게이트와 소스 사이의 전압 증가분으로 나누면 특성의 기울기(S)인 세 번째 매개변수를 얻습니다. 이 매개변수는 특성을 제거하거나 디렉토리에서 검색하지 않고도 쉽게 확인할 수 있습니다. 초기 드레인 전류를 측정한 다음 게이트와 소스 사이에 1.5V 전압의 갈바닉 소자를 연결하면 충분합니다. 초기 드레인 전류에서 결과 드레인 전류를 빼고 나머지를 소자 전압으로 나눕니다. 볼트당 밀리암페어 단위로 특성의 기울기 값을 얻습니다.

전계 효과 트랜지스터의 특징에 대한 지식은 기본 출력 특성에 대한 친숙성을 보완할 것입니다(그림 2c). 이는 여러 고정 게이트 전압에 대해 드레인과 소스 사이의 전압이 변경되면 제거됩니다. 드레인과 소스 사이의 특정 전압까지 출력 특성은 비선형이며 상당한 전압 제한 내에서는 거의 수평이라는 것을 쉽게 알 수 있습니다.

물론 실제 설계에서는 게이트에 바이어스 전압을 공급하기 위해 별도의 전원을 사용하지 않는다. 필요한 저항의 일정한 저항이 소스 회로에 연결되면 바이어스가 자동으로 형성됩니다.

이제 문자 인덱스가 서로 다른 KP103(p 채널 포함), KP303(n 채널 포함) 시리즈의 여러 전계 효과 트랜지스터를 선택하고 주어진 다이어그램을 사용하여 해당 매개변수를 결정하는 연습을 해 보세요.

전계 효과 트랜지스터는 터치 센서입니다."센서"라는 단어는 느낌, 감각, 인식을 의미합니다. 따라서 실험에서 전계 효과 트랜지스터는 단자 중 하나를 만지면 반응하는 민감한 요소로 작동한다고 가정할 수 있습니다.

예를 들어 KP103 시리즈와 같은 트랜지스터(그림 3) 외에도 모든 측정 범위의 저항계가 필요합니다. 임의 극성의 저항계 프로브를 드레인 및 소스 단자에 연결하십시오. 저항계 화살표는 이 트랜지스터 회로의 작은 저항을 표시합니다.

그런 다음 손가락으로 셔터 출력을 터치합니다. 저항계 바늘은 저항이 증가하는 방향으로 급격히 벗어납니다. 이는 전류 간섭으로 인해 게이트와 소스 사이의 전압이 변경되었기 때문에 발생했습니다. 채널 저항이 증가하여 저항계에 기록되었습니다.

게이트에서 손가락을 떼지 말고 다른 손가락으로 소스 단자를 터치해 보십시오. 저항계 바늘은 원래 위치로 돌아갑니다. 결국 게이트는 핸드 섹션의 저항을 통해 소스에 연결되는 것으로 밝혀졌습니다. 이는 이러한 전극 사이의 제어 필드가 실제로 사라지고 채널이 전도성이되었음을 의미합니다.

전계 효과 트랜지스터의 이러한 특성은 터치 스위치, 버튼 및 스위치에 자주 사용됩니다.

전계 효과 트랜지스터 - 전계 표시기.이전 실험을 약간 수정하십시오. 게이트 단자 (또는 본체)가있는 트랜지스터를 전원 콘센트 또는 연결된 작동 전기 제품의 와이어에 최대한 가깝게 가져 오십시오. 효과는 이전 경우와 동일합니다. 저항계 바늘은 저항이 증가하는 방향으로 벗어납니다. 이것은 이해할 수 있습니다. 콘센트 근처 또는 트랜지스터가 반응하는 와이어 주위에 전기장이 형성됩니다.

이 용량에서는 전계 효과 트랜지스터가 숨겨진 전기 배선 또는 새해 화환의 끊어진 전선 위치를 감지하기 위한 장치 센서로 사용됩니다. 이 시점에서 전계 강도가 증가합니다.

표시 트랜지스터를 전원 코드 가까이에 놓고 전기 제품을 켜고 끄십시오. 전기장의 변화는 저항계 바늘에 의해 기록됩니다.

전계 효과 트랜지스터는 가변 저항입니다.게이트와 소스 사이에 바이어스 전압 조정 회로를 연결한 후(그림 4) 다이어그램에 따라 저항 슬라이더를 맨 아래 위치로 설정합니다. 이전 실험에서와 마찬가지로 저항계 바늘은 드레인-소스 회로의 최소 저항을 기록합니다.

저항 슬라이더를 회로 위로 이동하면 저항계 판독값의 부드러운 변화(저항 증가)를 관찰할 수 있습니다. 전계 효과 트랜지스터는 게이트 회로의 저항 값에 관계없이 저항 변화 범위가 매우 넓은 가변 저항이 되었습니다. 저항계 연결의 극성은 중요하지 않지만 예를 들어 KP303 시리즈와 같이 n 채널이 있는 트랜지스터를 사용하는 경우 갈바닉 요소의 극성을 변경해야 합니다. 전계 효과 트랜지스터 - 전류 안정기. 이 실험(그림 5)을 수행하려면 전압이 15~18V인 직류 소스(직렬 연결된 3336 배터리 4개 또는 AC 전원 공급 장치), 저항이 10인 가변 저항기가 필요합니다. 또는 15kOhm, 두 개의 상수 저항기, 측정 한계가 3-5mA인 밀리암미터, 예 전계 효과 트랜지스터. 먼저, 다이어그램에 따라 저항 슬라이더를 아래쪽 위치로 설정합니다. 이는 트랜지스터에 대한 최소 공급 전압 공급에 해당합니다(다이어그램에 표시된 저항 R2 및 R3 값을 사용하여 약 5V). (필요한 경우) 저항 R1을 선택하여 트랜지스터 드레인 회로의 전류를 1.8~2.2mA로 설정합니다. 저항 슬라이더를 회로 위로 이동시키면서 드레인 전류의 변화를 관찰하십시오. 동일하게 유지되거나 약간 증가할 수도 있습니다. 즉, 공급 전압이 5V에서 15...18V로 변경되면 트랜지스터를 통과하는 전류가 자동으로 지정된 레벨(저항 R1에 의해)로 유지됩니다. 또한 현재 유지 관리의 정확도는 초기 설정 값에 따라 달라집니다. 값이 작을수록 정확도가 높아집니다. 그림에 표시된 재고 생산량 특성 분석은 이러한 결론을 확인하는 데 도움이 될 것입니다. 2, 다.

이러한 캐스케이드를 전류 소스 또는 전류 생성기라고 합니다. 다양한 디자인으로 만나보실 수 있습니다.

스위칭 벅 안정기

Y. SEMENOV, 로스토프나도누

독자들에게 제시된 기사에서는 개별 요소와 특수 마이크로 회로의 두 가지 펄스 강압 안정기에 대해 설명합니다. 첫 번째 장치는 트럭과 버스의 24V 온보드 네트워크에 12V의 전압을 사용하여 자동차 장비에 전력을 공급하도록 설계되었습니다. 두 번째 장치는 실험실 전원 공급 장치의 기초입니다.

스위칭 전압 안정기(강압, 승압 및 반전)는 전력 전자 개발 역사에서 특별한 위치를 차지합니다. 얼마 전까지만 해도 출력 전력이 50W 이상인 모든 전원에는 강압 스위칭 안정기가 포함되었습니다. 오늘날에는 트랜스포머 없는 입력을 통한 전원 공급 장치의 비용 절감으로 인해 이러한 장치의 적용 범위가 줄어들었습니다. 그럼에도 불구하고 어떤 경우에는 펄스 강압 안정기를 사용하는 것이 다른 DC 전압 변환기보다 경제적으로 더 수익성이 있는 것으로 나타났습니다.

스텝 다운 스위칭 안정기의 기능 다이어그램은 다음과 같습니다. 쌀. 1및 연속 인덕터 전류 L, ≒ on 모드에서의 작동을 설명하는 타이밍 다이어그램 쌀. 2. t on 동안 전자 스위치 S는 닫히고 전류는 회로를 통해 흐릅니다. 커패시터 C in의 양극 단자, 저항성 전류 센서 R dt, 저장 초크 L, 커패시터 C out, 부하, 커패시터 C in의 음극 단자. 이 단계에서 인덕터 전류 l L은 전자 정류자 전류 S와 동일하며 l Lmin에서 l Lmax까지 거의 선형적으로 증가합니다.

비교 노드의 불일치 신호나 전류 센서의 과부하 신호 또는 두 가지의 조합에 따라 발전기는 전자 스위치 S를 열린 상태로 전환합니다. 인덕터 L을 통과하는 전류는 즉시 변할 수 없기 때문에 자기 유도 EMF의 영향으로 다이오드 VD가 열리고 전류 l L이 회로를 따라 흐릅니다. 다이오드 VD의 음극, 인덕터 L, 커패시터 C Out , 부하, 다이오드 VD의 양극. 시간 tlKl에서 전자 정류자 S가 개방되면 인덕터 전류 lL은 다이오드 전류 VD와 일치하고 다음과 같이 선형적으로 감소합니다.

l Lmax ~ l L min . 기간 T 동안 커패시터 C out은 전하 증가량 ΔQ out을 수신하고 해제합니다. 전류 l L 의 시간 도표에서 음영처리된 영역에 해당합니다. 이 증분에 따라 커패시터 C out 및 부하의 리플 전압 ΔU Out 범위가 결정됩니다.

전자 스위치가 닫히면 다이오드가 닫힙니다. 이 프로세스에는 회로 저항 ≒ 전류 센서, 닫힌 스위치, 복구 다이오드 ≒가 매우 작기 때문에 스위치 전류가 I smax 값으로 급격히 증가합니다. 동적 손실을 줄이려면 역회복 시간이 짧은 다이오드를 사용해야 합니다. 또한 벅 레귤레이터의 다이오드는 높은 역전류를 견뎌야 합니다. 다이오드의 폐쇄 특성이 복원되면 다음 변환 기간이 시작됩니다.

스위칭 벅 조정기가 낮은 부하 전류에서 작동하는 경우 간헐적 인덕터 전류 모드로 전환될 수 있습니다. 이 경우 인덕터 전류는 스위치가 닫히는 순간 멈추고 0부터 증가하기 시작합니다. 간헐 전류 모드는 부하 전류가 정격 전류에 가까울 때 바람직하지 않습니다. 이 경우 증가된 출력 전압 리플이 발생하기 때문입니다. 가장 최적의 상황은 안정기가 최대 부하에서 연속 인덕터 전류 모드로 작동하고 부하가 정격의 10~20%로 감소할 때 간헐 전류 모드로 작동하는 경우입니다.

출력 전압은 스위치가 닫히는 시간과 펄스 반복 기간의 비율을 변경하여 조절됩니다. 이 경우, 회로 설계에 따라 제어 방식을 구현하기 위한 다양한 옵션이 가능하다. 릴레이 조정 기능이 있는 장치에서 스위치의 켜짐 상태에서 꺼짐 상태로의 전환은 비교 노드에 의해 결정됩니다. 출력 전압이 설정 전압보다 크면 스위치가 꺼지고 그 반대도 마찬가지입니다. 펄스 반복 주기를 고정하면 스위치가 켜진 상태의 지속 시간을 변경하여 출력 전압을 조정할 수 있습니다. 때로는 스위치가 닫힌 시간이나 열린 상태의 시간을 기록하는 방법이 사용됩니다. 모든 제어 방법에서는 출력 과부하로부터 보호하기 위해 스위치가 닫힌 상태 동안 인덕터 전류를 제한해야 합니다. 이러한 목적으로 저항 센서 또는 펄스 전류 변환기가 사용됩니다.

펄스 강압 안정기의 주요 요소를 선택하고 구체적인 예를 사용하여 해당 모드를 계산합니다. 이 경우에 사용되는 모든 관계는 기능 다이어그램 및 타이밍 다이어그램의 분석을 기반으로 얻어지며 방법론이 기초로 사용됩니다.

1. 여러 강력한 트랜지스터 및 다이오드의 초기 매개변수와 전류 및 전압의 최대 허용 값을 비교하여 먼저 바이폴라 복합 트랜지스터 KT853G(전자 스위치 S)와 다이오드 KD2997V(VD)를 선택합니다. .

2. 최소 및 최대 채우기 비율을 계산합니다.

γ min =t 및 min /T min =(U BуX +U pr)/(U BX max +U sincl ≒ U RдТ +U pr)=(12+0.8)/(32-2-0.3+ 0.8)=0.42 ;

γ 최대 = t 및 최대 /T 최대 = (U Bыx +U pp)/(U Bx 최소 - U sbkl -U Rdt +U pp)=(12+0.8)/(18-2-0.3+ 0.8)=0.78 여기서 U pp =0.8 V ≒ 다이오드 VD에 걸친 순방향 전압 강하는 최악의 경우 I Out과 동일한 전류에 대한 I-V 특성의 순방향 분기에서 얻습니다. U sbcl = 2 V ≒ 포화 모드 h 21e = 250의 전류 전달 계수를 사용하여 스위치 S의 기능을 수행하는 KT853G 트랜지스터의 포화 전압; U RдТ = 0.3V ≒ 정격 부하 전류에서 전류 센서 전체의 전압 강하.

3. 최대 및 최소 변환 빈도를 선택하십시오.

펄스 반복주기가 일정하지 않을 경우에 수행되는 항목입니다. 우리는 전자 스위치의 개방 상태가 고정된 기간으로 제어 방법을 선택합니다. 이 경우, 다음 조건이 만족됩니다: t=(1 - γ max)/f min = (1 -γ min)/f max =const.

스위치는 동적 특성이 좋지 않은 KT853G 트랜지스터에서 이루어지기 때문에 최대 변환 주파수를 상대적으로 낮게 선택합니다(f max = 25kHz). 그러면 최소 변환 빈도는 다음과 같이 정의될 수 있습니다.

f 최소 =f 최대(1 - γ 최대)/(1 - γ 최소) =25╥10 3 ](1 - 0.78)/(1-0.42)=9.48kHz.

4. 스위치의 전력 손실을 계산해 보겠습니다.

정적 손실은 스위치를 통해 흐르는 전류의 유효 값에 의해 결정됩니다. 전류 모양이 ≒ 사다리꼴이므로 I s = I out 여기서 α=l Lmax /l lx =1.25 ≒ 출력 전류에 대한 최대 인덕터 전류의 비율입니다. 계수 a는 1.2...1.6 범위 내에서 선택됩니다. 스위치의 정적 손실 P Scstat =l s U SBKn =3.27-2=6.54 W.

스위치의 동적 손실 Р sdin =0.5f max *U BX max (l smax *t f +α*l lx *t cn),

여기서 I smax ≒ 다이오드 VD의 역회복으로 인한 스위치 전류 진폭입니다. l Smax =2l BуX 를 취하면 다음과 같습니다.

Р sdin =0.5f max* U BX max * I out (2t f + α∙ t cn)=0.5*25*10 3 *32*5(2*0.78-10 -6 +1.25 -2-10 -6) =8.12 W, 여기서 t f =0.78*10 -6 s ≒ 스위치를 통한 전류 펄스의 전면 지속 시간, t cn =2*10 -6 s ≒ 붕괴 지속 시간.

스위치의 총 손실은 다음과 같습니다: Р s = Р sctat + Р sdin = 6.54 + 8.12 = 14.66 W.

스위치에서 정적 손실이 지배적이라면 인덕터 전류가 최대일 때 최소 입력 전압에 대한 계산이 수행되어야 합니다. 일반적인 손실 유형을 예측하기 어려운 경우에는 최소 및 최대 입력 전압 모두에서 결정됩니다.

5. 다이오드의 전력 손실을 계산합니다.

다이오드를 통과하는 전류의 모양도 사다리꼴이므로 유효 값을 다이오드의 정적 손실 P vDcTaT =1 vD ╥U pr =3.84-0.8=3.07W로 정의합니다.

다이오드의 동적 손실은 주로 역회복 중 손실로 인해 발생합니다. P VDdin =0.5f max *l smax *U Bx max *t oB *f max *l Bуx *U in max *t ov =25-10 3 - 5-32 *0.2*10 -6 =0.8 W, 여기서 t OB =0.2-1C -6 s ≒ 다이오드 역회복 시간.

다이오드의 총 손실은 다음과 같습니다. P VD =P MDstat +P VDdin =3.07+0.8=3.87W.

6. 방열판을 선택합니다.

방열판의 주요 특징은 열 저항입니다. 이는 환경과 방열판 표면 사이의 온도 차이와 방열판에 의해 소비되는 전력 간의 비율로 정의됩니다. R g =ΔТ/Р 손실. 우리의 경우 스위칭 트랜지스터와 다이오드는 절연 스페이서를 통해 동일한 방열판에 고정되어야 합니다. 개스킷의 열 저항을 고려하지 않고 계산을 복잡하게 하지 않기 위해 약 70°C의 낮은 표면 온도를 선택합니다. 그런 다음 주변 온도 40╟СΔТ=70-40=30╟С에서. 우리의 경우 방열판의 열 저항은 R t =ΔT/(P s +P vd)=30/(14.66+3.87)=1.62╟С/W입니다.

자연 냉각을 위한 열 저항은 일반적으로 방열판의 참조 데이터에 나와 있습니다. 장치의 크기와 무게를 줄이려면 팬을 이용한 강제 냉각을 사용할 수 있습니다.

7. 스로틀 매개변수를 계산해 보겠습니다.

인덕터의 인덕턴스를 계산해 보겠습니다.

L= (U BX 최대 - U sbkl -U Rdt - U Out)γ min /=(32-2-0.3-12)*0.42/=118.94 µH.

자기 회로의 재료로는 Mo-permalloy로 압축된 MP 140을 선택합니다. 우리의 경우 자기 코어의 자기장의 가변 성분은 히스테리시스 손실이 제한 요소가 되지 않도록 합니다. 따라서 변곡점 근처의 자화 곡선의 선형 구간에서 최대 유도를 선택할 수 있습니다. 곡선 부분에서 작업하는 것은 바람직하지 않습니다. 이 경우 재료의 투자율이 초기 재료보다 낮기 때문입니다. 이는 결국 인덕터 전류가 증가함에 따라 인덕턴스가 감소하게 됩니다. 최대 유도 Bm을 0.5T와 동일하게 선택하고 자기 회로의 부피를 계산합니다.

Vp=μμ 0 *L(αI vyx) 2 /B m 2 =140*4π*10 -7 *118.94* 10 -6 (1.25-5) 2 0.5 2 =3.27 cm 3, 여기서 μ=140 ≒

재료 MP140의 초기 투자율; μ 0 =4π*10 -7 H/m ≒ 자기 상수.

계산된 부피에 따라 자기 회로를 선택합니다. 설계 특징으로 인해 MP140 퍼멀로이 자기 회로는 일반적으로 두 개의 접힌 링으로 만들어집니다. 우리의 경우 KP24x13x7 링이 적합합니다. 자기회로의 단면적은 Sc = 20.352 = 0.7cm 2 이고, 자력선의 평균 길이는 λc = 5.48cm 이며, 선택된 자기회로의 부피는 다음과 같다.

VC=SC* λс=0.7*5.48=3.86cm 3 >Vp.

회전 수를 계산합니다. 회전 수는 23입니다.

권선이 한 층에 맞아야하고 자기 회로의 내부 원주를 따라 회전해야한다는 사실을 기반으로 단열재가있는 와이어의 직경을 결정합니다. d ...에서 =πd K k 3 /w=π*13-0.8 /23= 1.42mm, 여기서 d K =13mm ≒ 자기 코어의 내부 직경; k 3 =0.8 ≒ 권선으로 자기 회로 창을 채우는 비율.

우리는 직경 1.32mm의 PETV-2 와이어를 선택합니다.

와이어를 감기 전에 자기 회로는 한 층에 두께 20미크론, 너비 6~7mm의 PET-E 필름으로 절연되어야 합니다.

8. 출력 커패시터의 커패시턴스를 계산해 보겠습니다. C Bуx =(U BX max -U sBkl - U Rдт) *γ min /=(32-2-0.3)*0.42/ =1250 μF, 여기서 ΔU Bуx =0, 01V ≒ 출력 커패시터의 리플 범위.

위의 공식은 리플에 대한 커패시터 내부 직렬 저항의 영향을 고려하지 않았습니다. 이를 고려하고 산화물 커패시터의 커패시턴스에 대한 20% 허용 오차를 고려하여 각각 1000μF 용량의 40V 정격 전압에 대해 2개의 K50-35 커패시터를 선택합니다. 정격 전압이 증가한 커패시터를 선택하는 이유는 이 매개변수가 증가함에 따라 커패시터의 직렬 저항이 감소하기 때문입니다.

계산 중에 얻은 결과에 따라 개발된 다이어그램은 다음과 같습니다. 쌀. 삼. 스태빌라이저의 작동을 자세히 살펴 보겠습니다. 전자 스위치 ≒ 트랜지스터 VT5 ≒의 개방 상태 동안 저항 R14(전류 센서)에 톱니파 전압이 형성됩니다. 특정 값에 도달하면 트랜지스터 VT3이 열리고 트랜지스터 VT2가 열리고 커패시터 S3이 방전됩니다. 이 경우 트랜지스터 VT1 및 VT5가 닫히고 스위칭 다이오드 VD3이 열립니다. 이전에 열린 트랜지스터 VT3 및 VT2는 닫히지만 트랜지스터 VT1은 커패시터 SZ의 전압이 개방 전압에 해당하는 임계값 레벨에 도달할 때까지 열리지 않습니다. 따라서 스위칭 트랜지스터 VT5가 닫히는 시간 간격(약 30μs)이 형성됩니다. 이 간격이 끝나면 트랜지스터 VT1과 VT5가 열리고 프로세스가 다시 반복됩니다.

저항 R.10과 커패시터 C4는 다이오드 VD3의 역회복으로 인해 트랜지스터 VT3 베이스의 전압 서지를 억제하는 필터를 형성합니다.

실리콘 트랜지스터 VT3의 경우 활성 모드로 전환되는 베이스-이미터 전압은 약 0.6V입니다. 이 경우 전류 센서 R14에서 상대적으로 큰 전력이 소비됩니다. 트랜지스터 VT3이 열리는 전류 센서의 전압을 줄이기 위해 VD2R7R8R10 회로를 통해 약 0.2V의 일정한 바이어스가 베이스에 공급됩니다.

출력 전압에 비례하는 전압은 분배기로부터 트랜지스터 VT4의 베이스에 공급되며, 그 상부 암은 저항 R15, R12로 형성되고 하부 암은 저항 R13으로 형성됩니다. 회로 HL1R9는 LED 양단의 순방향 전압 강하와 트랜지스터 VT4의 이미터 접합의 합과 동일한 기준 전압을 생성합니다. 우리의 경우 기준 전압은 2.2V입니다. 불일치 신호는 트랜지스터 VT4 베이스의 전압과 기준 전압 간의 차이와 같습니다.

출력 전압은 트랜지스터 VT4에 의해 증폭된 불일치 신호와 트랜지스터 VT3 기반 전압을 합산하여 안정화됩니다. 출력전압이 증가했다고 가정해보자. 그러면 트랜지스터 VT4의 베이스 전압은 예시적인 것보다 커질 것입니다. 트랜지스터 VT4는 약간 열리고 트랜지스터 VT3 베이스의 전압이 이동하여 역시 열리기 시작합니다. 결과적으로, 트랜지스터 VT3은 저항 R14 양단의 낮은 톱니파 전압 레벨에서 열릴 것이며, 이는 스위칭 트랜지스터가 열리는 시간 간격을 감소시킬 것입니다. 그러면 출력 전압이 감소합니다.

출력 전압이 감소하면 조정 프로세스는 유사하지만 역순으로 발생하여 스위치 개방 시간이 증가합니다. 저항 R14의 전류는 트랜지스터 VT5의 개방 상태 시간 형성에 직접적으로 관여하기 때문에 여기에는 일반적인 출력 전압 피드백 외에도 전류 피드백이 있습니다. 이를 통해 부하 없이 출력 전압을 안정화하고 장치 출력에서 ​​전류의 급격한 변화에 빠르게 응답할 수 있습니다.

부하 또는 과부하가 단락된 경우 안정기는 전류 제한 모드로 전환됩니다. 출력 전압은 5.5...6A의 전류에서 감소하기 시작하고 회로 전류는 약 8A입니다. 이러한 모드에서는 스위칭 트랜지스터의 온 상태 시간이 최소로 줄어들어 소비 전력이 감소합니다. 그 위에.

요소 중 하나의 고장(예: 트랜지스터 VT5의 고장)으로 인해 안정 장치가 오작동하면 출력 전압이 증가합니다. 이 경우 로드가 실패할 수 있습니다. 비상 상황을 방지하기 위해 컨버터에는 사이리스터 VS1, 제너 다이오드 VD1, 저항 R1 및 커패시터 C1로 구성된 보호 장치가 장착되어 있습니다. 출력 전압이 제너 다이오드 VD1의 안정화 전압을 초과하면 전류가 흐르기 시작하여 사이리스터 VS1이 켜집니다. 이를 포함하면 출력 전압이 거의 0으로 감소하고 퓨즈 FU1이 끊어집니다.

이 장치는 24V 전압의 트럭 및 버스 온보드 네트워크에서 주로 승용차용으로 설계된 12V 오디오 장비에 전원을 공급하도록 설계되었습니다. 이 경우 입력 전압의 리플이 낮기 때문입니다. 레벨에서 커패시터 C2는 상대적으로 작은 커패시턴스를 갖습니다. 안정기가 정류기가 있는 주 변압기에서 직접 전원을 공급받는 경우에는 충분하지 않습니다. 이 경우 정류기에는 해당 전압에 대해 최소 2200μF 용량의 커패시터를 장착해야 합니다. 변압기의 전체 전력은 80~100W여야 합니다.

안정기는 산화물 커패시터 K50-35(C2, C5, C6)를 사용합니다. 적절한 크기의 커패시터 SZ ≒ 필름 커패시터 K73-9, K73-17 등, 자체 인덕턴스가 낮은 C4 ≒ 세라믹(예: K10-176). R14를 제외한 모든 저항은 해당 전력의 ≒ C2-23입니다. 저항기 R14는 선형 저항이 약 1Ω/m인 60mm 길이의 PEK 0.8 콘스탄탄 와이어 조각으로 만들어집니다.

단면 호일 유리 섬유로 만들어진 인쇄 회로 기판의 그림이 그림에 나와 있습니다. 쌀. 4.

다이오드 VD3, 트랜지스터 VD5 및 사이리스터 VS1은 플라스틱 부싱을 사용하는 절연 열전도 개스킷을 통해 방열판에 부착됩니다. 보드도 동일한 방열판에 부착되어 있습니다. 조립된 장치의 모습은 다음과 같습니다. 쌀. 5.

참고 자료 1. Titze U., Schenk K. 반도체 회로: 참고 가이드. 당. 그와 함께. ≒ M.: Mir, 1982. 2. 반도체 장치. 중전력 및 고전력 트랜지스터: Handbook / A. A. Zaitsev, A. I. Mirkin, V. V. Mo-kryakov 등 Ed. A. V. Golomedova. ≒ M.: 무선 및 통신, 1989. 3. 반도체 장치. 정류기 다이오드, 제너 다이오드, 사이리스터: 핸드북 / A. B. Gitsevich, A. A. Zaitsev, V. V. Mokryakov 등 Ed. A. V. Golomedova. ≒ M.: 라디오 및 통신, 1988. 4 http://www. ferrite.ru

안정화된 단일 종단 전압 변환기

라디오 잡지, 3호, 1999년.

이 기사에서는 광범위한 입력 전압 변화에 걸쳐 작동하는 간단한 펄스 안정화 전압 변환기의 구성 원리와 실제 버전에 대해 설명합니다.

무변압기 입력을 갖춘 다양한 2차 전원(SPS) 중에서 정류기 다이오드의 "역방향" 연결을 갖춘 단일 사이클 자체 발진기 컨버터는 극도의 단순함으로 구별됩니다(그림 1).

먼저 불안정한 전압 변환기의 작동 원리와 이를 안정화하는 방법을 간략하게 살펴보겠습니다.

변압기 T1 - 선형 초크; 에너지 축적 간격과 축적된 에너지가 부하로 전달되는 간격은 시간적으로 간격을 두고 있습니다. 그림에서. 2는 다음을 보여줍니다. II - 변압기의 1차 권선 전류, I II - 2차 권선의 전류, t n - 인덕터의 에너지 축적 간격, t p - 부하로의 에너지 전달 간격.

공급 전압 U가 연결되면 트랜지스터 VT1의 베이스 전류가 저항 R1을 통과하기 시작합니다(다이오드 VD1은 베이스 권선 회로를 통한 전류 흐름을 방지하고 이를 분류하는 커패시터 C2는 스테이지에서 포지티브 피드백(POF)을 증가시킵니다. 전압 전선 형성). 트랜지스터는 약간 열리고 PIC 회로는 에너지 저장의 재생 과정이 발생하는 변압기 T1을 통해 닫힙니다. 트랜지스터 VT1이 포화 상태에 들어갑니다. 공급 전압은 변압기의 1차 권선에 적용되고 전류 I I(트랜지스터 VT1에 대한 콜렉터 전류 I)는 선형적으로 증가합니다. 포화 트랜지스터의 베이스 전류 I B는 권선 I II의 전압과 저항 R2의 저항에 의해 결정됩니다. 에너지 저장 단계에서 다이오드 VD2는 닫히고(따라서 변환기의 이름은 다이오드를 "역방향"으로 포함함) 변압기의 전력 소비는 베이스 권선을 통한 트랜지스터의 입력 회로에 의해서만 발생합니다.

컬렉터 전류 Ik가 다음 값에 도달하면:

I K 최대 = h 21E I B, (1)

여기서 h 21E는 트랜지스터 VT1의 정적 전류 전달 계수이고, 트랜지스터는 포화 모드를 벗어나고 역재생 프로세스가 진행됩니다. 트랜지스터가 닫히고 다이오드 VD2가 열리고 변압기에 의해 축적된 에너지가 부하로 전달됩니다. 2차 권선 전류가 감소한 후 에너지 저장 단계가 다시 시작됩니다. 시간 간격 tp는 컨버터가 켜지고 커패시터 SZ가 방전되고 부하 양단의 전압이 0일 때 최대입니다.

B는 그림 1의 다이어그램에 따라 조립된 전원 공급 장치를 보여줍니다. 1, - 공급 전압원 U 전력을 부하 전류원 I n으로 변환하는 기능적 변환기.

중요한 점은 에너지 축적 단계와 전송 단계가 시간적으로 분리되어 있기 때문에 트랜지스터의 최대 콜렉터 전류는 부하 전류에 의존하지 않는다는 것입니다. 즉, 컨버터는 출력 단락으로부터 완벽하게 보호됩니다. 그러나 부하없이 컨버터를 켜면 (유휴 모드) 트랜지스터가 닫히는 순간 변압기 권선의 전압 서지가 콜렉터-이미터 전압의 최대 허용 값을 초과하여 손상될 수 있습니다.

가장 간단한 변환기의 단점은 콜렉터 전류 I K max 및 이에 따른 출력 전압이 트랜지스터 VT1의 정적 전류 전달 계수에 의존한다는 것입니다. 따라서 다양한 인스턴스를 사용할 때 전원 공급 장치 매개변수가 크게 달라집니다.

"자체 보호" 스위칭 트랜지스터를 사용하는 컨버터는 훨씬 더 안정적인 특성을 갖습니다(그림 3).

변압기의 1차 권선 전류에 비례하는 저항 R3의 톱니파 전압이 보조 트랜지스터 VT2의 베이스에 적용됩니다. 저항 R3의 전압이 트랜지스터 VT2의 개방 임계값(약 0.6V)에 도달하자마자 트랜지스터 VT1의 베이스 전류가 열리고 제한되어 변압기의 에너지 축적 과정이 중단됩니다. 변압기 1차 권선의 최대 전류

I I 최대 = I K 최대 = 0.6/R3 (2)

특정 트랜지스터 인스턴스의 매개변수에 거의 의존하지 않는 것으로 나타났습니다. 당연히, 공식 (2)에 의해 계산된 전류 제한 값은 최악의 정적 전류 전달 계수 값에 대해 공식 (1)에 의해 결정된 전류보다 작아야 합니다.

이제 전원 공급 장치의 출력 전압을 조절(안정화)할 수 있는 가능성을 고려해 보겠습니다.

B는 출력 전압을 조절하기 위해 변경할 수 있는 컨버터의 유일한 매개변수는 전류 I K max, 즉 변압기의 에너지 축적 시간 t n이며 제어(안정화) 장치는 다음과 같이 줄일 수 있음을 보여줍니다. 값과 비교된 전류 , 공식(2)에 따라 계산됩니다.

컨버터 안정화 장치의 작동 원리를 공식화하면 다음과 같은 요구 사항이 결정될 수 있습니다. - 컨버터의 일정한 출력 전압을 기준 전압과 비교하고 해당 비율에 따라 전류를 제어하는 ​​데 사용되는 불일치 전압을 생성해야 합니다. IK최대; - 변압기의 1차 권선에서 전류 증가 과정은 불일치 전압에 의해 결정된 특정 임계값에 도달할 때 제어되고 중지되어야 합니다. - 제어 장치는 컨버터 출력과 스위칭 트랜지스터 사이에 갈바닉 절연을 제공해야 합니다.

다이어그램에 표시된 이 알고리즘을 구현하는 제어 노드에는 K521SAZ 비교기, 7개의 저항기, 트랜지스터, 다이오드, 2개의 제너 다이오드 및 변압기가 포함되어 있습니다. 텔레비전 전원 공급 장치를 포함하여 잘 알려진 다른 장치도 상당히 복잡합니다. 한편, 자체 보호 스위칭 트랜지스터를 사용하면 훨씬 간단하고 안정화된 컨버터를 구축할 수 있습니다(그림 4의 다이어그램 참조).

피드백 권선(OS) III 및 회로 VD3C4는 컨버터의 출력 전압에 비례하는 피드백 전압을 형성합니다.

피드백 전압에서 제너 다이오드 VD4의 기준 안정화 전압을 빼고 결과적인 불일치 신호가 저항 R5에 적용됩니다.

트리밍 저항 R5의 엔진에서 두 전압의 합이 트랜지스터 VT2의 베이스에 공급됩니다. 즉, 일정한 제어 전압(불일치 전압의 일부)과 저항 R3의 톱니파 전압이 1차 권선 전류에 비례합니다. 변압기. 트랜지스터 VT2의 개방 임계 값은 일정하기 때문에 제어 전압이 증가하면 (예를 들어 공급 전압 U 전력이 증가하고 이에 따라 변환기의 출력 전압이 증가함에 따라) 전류가 감소합니다. 나는 트랜지스터 VT2가 열리고 출력 전압이 감소하는 I입니다. 따라서 컨버터는 안정화되고 출력 전압은 저항 R5에 의해 작은 한계 내에서 조절됩니다.

컨버터의 안정화 계수는 트랜지스터 VT2를 기반으로 한 정전압 성분의 해당 변화에 대한 컨버터의 출력 전압 변화의 비율에 따라 달라집니다. 안정화 계수를 높이려면 피드백 전압(권선 III의 감은 수)을 높이고 안정화 전압에 따라 VD4 제너 다이오드를 선택해야 하며 이는 OS 전압보다 약 0.5V 낮습니다. 널리 사용되는 OS 전압이 약 10V인 D814 시리즈의 제너 다이오드가 실제로 매우 적합합니다.

변환기의 더 나은 온도 안정성을 얻으려면 가열 시 트랜지스터 VT2의 이미터 접합에 걸친 전압 강하 감소를 보상하는 양의 TKN이 있는 제너 다이오드 VD4를 사용해야 합니다. 따라서 D814 시리즈 제너 다이오드는 D818 정밀 제너 다이오드보다 더 적합합니다.

변압기의 출력 권선 수(권선 II와 유사)를 늘릴 수 있습니다. 즉, 변환기를 다중 채널로 만들 수 있습니다.

그림의 다이어그램에 따라 제작되었습니다. 4개의 컨버터는 입력 전압이 매우 넓은 범위(150~250V) 내에서 변경될 때 출력 전압의 우수한 안정화를 제공합니다. 그러나 가변 부하, 특히 다중 채널 변환기에서 작동할 때 결과는 다소 나쁩니다. 왜냐하면 권선 중 하나에서 부하 전류가 변경되면 모든 권선 간에 에너지가 재분배되기 때문입니다. 이 경우 피드백 전압의 변화는 컨버터의 출력 전압 변화를 반영하므로 정확도가 떨어집니다.

OS 전압이 출력 전압에서 직접 생성되면 가변 부하에서 작동할 때 안정성을 향상시킬 수 있습니다. 이를 수행하는 가장 쉬운 방법은 알려진 회로에 따라 조립된 추가 저전력 변압기 전압 변환기를 사용하는 것입니다.

다중 채널 전원의 경우 추가 전압 변환기의 사용도 정당화됩니다. 고전압 변환기는 안정화된 전압 중 하나를 제공하고(그 중 가장 높은 전압은 고전압에서 변환기 출력의 커패시터 필터가 더 효율적임) OS 전압을 포함한 나머지 전압은 추가 전압에 의해 생성됩니다. 변환기.

변압기 제조의 경우 선형 자화를 보장하는 중앙 막대에 간격이 있는 강화된 페라이트 자기 코어를 사용하는 것이 가장 좋습니다. 이러한 자기 회로가 없는 경우 PCB 또는 종이로 만든 0.1~0.3mm 두께의 개스킷을 사용하여 간격을 만들 수 있습니다. 링 자기 코어를 사용하는 것도 가능합니다.

문헌에서는 이 기사에서 고려한 "역방향" 다이오드 연결이 있는 컨버터의 경우 출력 필터가 순수 용량성일 수 있음을 나타내지만 LC 필터를 사용하면 출력 전압 리플을 더욱 줄일 수 있습니다.

IVEP의 안전한 작동을 위해서는 엔진 절연이 양호한 트리밍 저항(그림 4의 R5)을 사용해야 합니다. 주전원 전압에 전기적으로 연결된 변압기 권선은 출력으로부터 안정적으로 절연되어야 합니다. 다른 무선원소에도 동일하게 적용됩니다.

주파수 변환 기능이 있는 모든 전원과 마찬가지로 설명된 전원에는 전자기 차폐 및 입력 필터가 장착되어 있어야 합니다.

변환기 설정의 안전성은 변환 비율이 1과 동일한 네트워크 변압기를 통해 보장됩니다. 그러나 직렬 연결된 LATR과 절연 변압기를 사용하는 것이 가장 좋습니다.

부하 없이 컨버터를 켜면 강력한 스위칭 트랜지스터가 고장날 가능성이 높습니다. 따라서 설정을 시작하기 전에 등가 부하를 연결하십시오. 스위치를 켠 후에는 먼저 오실로스코프를 사용하여 저항 R3의 전압을 확인해야 합니다. 전압은 단계 t n에서 선형적으로 증가해야 합니다. 선형성이 깨지면 이는 자기 회로가 포화 상태에 들어가고 변압기를 다시 계산해야 함을 의미합니다. 고전압 프로브를 사용하여 스위칭 트랜지스터의 컬렉터에서 신호를 확인합니다. 펄스 감소는 상당히 가파르고 개방형 트랜지스터의 전압은 작아야 합니다. 필요한 경우 베이스 권선의 감은 수와 트랜지스터 베이스 회로의 저항 R2 저항을 조정해야 합니다.

다음으로 저항 R5를 사용하여 변환기의 출력 전압을 변경해 볼 수 있습니다. 필요한 경우 OS 권선의 회전 수를 조정하고 VD4 제너 다이오드를 선택하십시오. 입력전압과 부하가 변할 때 컨버터의 동작을 확인하십시오.

그림에서. 그림 5는 제안된 원리를 기반으로 구축된 컨버터를 사용하는 예로서 ROM 프로그래머를 위한 IVEP 다이어그램을 보여줍니다.

소스 매개변수는 표에 나와 있습니다. 1.

주전원 전압이 140V에서 240V로 변경되면 28V 소스 출력의 전압은 27.6~28.2V 범위 내에 있습니다. 소스 +5V - 4.88...5V.

커패시터 C1-SZ와 인덕터 L1은 컨버터에 의한 고주파 간섭 방출을 줄이는 입력 주전원 필터를 형성합니다. 저항 R1은 컨버터가 켜질 때 커패시터 C4의 충전 전류 펄스를 제한합니다.

회로 R3C5는 트랜지스터 VT1의 전압 서지를 완화합니다(이전 그림에는 유사한 회로가 표시되지 않음).

기존 변환기는 트랜지스터 VT3, VT4에 조립되어 출력 전압 +28V(+5V 및 -5V)와 OS 전압에서 두 개를 더 생성합니다. 일반적으로 IVEP는 +28V의 안정화된 전압을 제공합니다. 다른 두 출력 전압의 안정성은 +28V 소스에서 추가 변환기에 전원을 공급하고 이러한 채널에 상당히 일정한 부하를 가함으로써 보장됩니다.

IVEP는 +28V ~ 29V의 출력 전압 초과에 대한 보호 기능을 제공합니다. 초과할 경우 트라이악 VS1은 +28V 소스를 열고 닫으며 전원 공급 장치에서 큰 소리가 납니다. 트라이악을 통과하는 전류는 0.75A입니다.

트랜지스터 VT1은 40 (30mm) 크기의 알루미늄 판으로 만든 작은 방열판에 설치되며 KT828A 트랜지스터 대신 최소 600V의 전압과 1 이상의 전류를 갖는 다른 고전압 장치를 사용할 수 있습니다 예를 들어 KT826B, KT828B, KT838A입니다.

KT3102A 트랜지스터 대신 KT3102 시리즈를 사용할 수 있습니다. 트랜지스터 KT815G는 KT815V, KT817V, KT817G로 대체될 수 있습니다. 정류기 다이오드(VD1 제외)는 KD213 시리즈 등과 같이 고주파수와 함께 사용해야 합니다. K52, ETO 시리즈의 산화물 필터 커패시터를 사용하는 것이 좋습니다. 커패시터 C5의 전압은 600V 이상이어야 합니다.

TS106-10(VS1) 트라이악은 크기가 작기 때문에 단독으로 사용됩니다. KU201 시리즈를 포함하여 약 1A의 전류를 견딜 수 있는 거의 모든 유형의 SCR이 적합합니다. 그러나 사이리스터는 최소 제어 전류에 따라 선택해야 합니다.

특정 경우(소스에서 상대적으로 적은 전류 소비)에는 그림 1의 회로에 따라 변환기를 구축하여 두 번째 변환기 없이도 가능하다는 점에 유의해야 합니다. 4에는 +5V 및 -5V 채널용 추가 권선과 KR142 시리즈의 선형 안정 장치가 있습니다. 추가 변환기를 사용하는 이유는 다양한 IVEP에 대한 비교 연구를 수행하고 제안된 옵션이 더 나은 출력 전압 안정화를 제공하는지 확인하기 위한 것입니다.

변압기와 초크의 매개변수는 표에 나와 있습니다. 2.

표 2

지정

자기 코어

회전수

중앙 로드에 틈이 있는 B26 M1000

PEV-2 0.18 PEV-2 0.35 PEV-2 0.18

K16x10x4.5 M2000NM1

2x65 2x7 2x13 23

PEV-2 0.18 PEV-2 0.18 PEV-2 0.35 MGTF 0.07

K16x10x4.5 M2000NM1

채워질 때까지 두 개의 와이어에 MGTF 0.07

K17.5x8x5 M2000NM1

K16x10x4.5 M2000NM1

K12x5x5.5 M2000NM1

변압기 T1의 자기 코어는 ES 시리즈 컴퓨터의 이동식 자기 디스크에 있는 드라이브 전원 공급 장치의 필터 초크에서 사용됩니다.

초크 L1-L4의 자기 회로 유형은 중요하지 않습니다.

소스는 위의 방법에 따라 설정되지만 먼저 다이어그램에 따라 저항 R10 슬라이더를 맨 아래 위치로 이동하여 과전압 보호를 꺼야 합니다. IVEP를 설정한 후 저항 R5를 사용하여 출력 전압을 +29V로 설정하고 저항 R10의 슬라이더를 천천히 회전시켜 트라이악 VS1의 개방 임계값에 도달해야 합니다. 그런 다음 소스를 끄고 저항 R5의 슬라이더를 출력 전압 감소 방향으로 돌린 다음 소스를 켜고 저항 R5를 사용하여 출력 전압을 28V로 설정합니다.

주의해야 할 점은 +5V 및 -5V 출력의 전압은 +28V 전압에 따라 달라지며 사용된 요소의 매개변수와 특정 부하의 전류에 따라 별도로 조정되지 않기 때문입니다. T2 변압기 권선의 권선 수를 선택하는 데 필요할 수 있습니다.

문학

1. Bas A. A., Milovzorov V. P., Musolin A. K.무변압기 입력이 있는 보조 전원 공급 장치. - M.: 라디오 및 통신, 1987.

안녕하세요. 개당 18센트의 가격으로 통합된 선형 가변 전압(또는 전류) 안정기 LM317에 대한 리뷰를 알려드립니다. 지역 상점에서는 이러한 안정 장치의 가격이 훨씬 더 비싸기 때문에 제가 이 로트에 관심이 있었습니다. 나는 그 가격에 무엇이 판매되고 있는지 확인하기로 결정했고 안정 장치의 품질이 상당히 높은 것으로 밝혀졌지만 이에 대한 자세한 내용은 아래에서 설명합니다.
검토에는 전압 및 전류 안정기 모드 테스트와 과열 보호 점검이 포함됩니다.
관심있는 분들은 꼭...

약간의 이론:

안정 장치가 있습니다 선의그리고 맥박.
선형 안정기입력에 입력(불안정) 전압이 공급되고 출력(안정화된) 전압이 분배기의 하단 암에서 제거되는 전압 분배기입니다. 안정화는 분배기 암 중 하나의 저항을 변경하여 수행됩니다. 저항은 안정기 출력의 전압이 설정된 한계 내에 있도록 지속적으로 유지됩니다. 입력/출력 전압 비율이 큰 경우 선형 안정기는 효율이 낮습니다. 왜냐하면 대부분의 전력 Pdis = (Uin - Uout) * 제어 요소에서 열로 소실되기 때문입니다. 따라서 제어요소는 충분한 전력을 발산할 수 있어야 하며, 즉 필요한 면적의 라디에이터에 설치되어야 한다.
이점선형 안정기 - 단순성, 간섭 부족 및 사용되는 부품 수가 적습니다.
결함- 효율이 낮고 발열이 높다.
스위칭 안정기전압은 조정 요소가 스위칭 모드에서 작동하는 전압 안정기입니다. 즉, 대부분의 경우 저항이 최대일 때 차단 모드에 있거나 저항이 최소인 포화 모드에 있습니다. 스위치라고 볼 수 있습니다. 통합 요소의 존재로 인해 전압의 원활한 변화가 발생합니다. 전압은 에너지를 축적함에 따라 증가하고 부하로 방출되면 감소합니다. 이 작동 모드는 에너지 손실을 크게 줄이고 무게 및 크기 표시기를 향상시킬 수 있지만 고유한 특성이 있습니다.
이점펄스 안정기 - 고효율, 저발열.
결함- 더 많은 수의 요소, 간섭 존재.

리뷰의 주인공:

이 로트는 TO-220 패키지에 10개의 마이크로 회로로 구성됩니다. 안정제는 폴리에틸렌 폼으로 포장된 비닐 봉지에 담겨 제공됩니다.






동일한 하우징에서 아마도 가장 유명한 5V 선형 안정기 7805와 비교합니다.

테스트:
유사한 안정 장치가 여기의 많은 제조업체에서 생산됩니다.
다리의 위치는 다음과 같습니다.
1 - 조정;
2 - 종료;
3 - 입구.
매뉴얼의 다이어그램에 따라 간단한 전압 안정기를 조립합니다.


가변 저항의 3가지 위치를 통해 얻은 결과는 다음과 같습니다.
솔직히 말해서 결과는 별로 좋지 않습니다. 감히 안정 장치라고 부를 수는 없습니다.
다음으로 스태빌라이저에 25옴 저항을 장착했는데 그림이 완전히 바뀌었습니다.

다음으로 부하 전류에 대한 출력 전압의 의존성을 확인하기로 결정했습니다. 입력 전압을 15V로 설정하고 트리머 저항을 사용하여 출력 전압을 약 5V로 설정한 다음 가변 100Ω 권선 저항으로 출력을 로드했습니다. . 일어난 일은 다음과 같습니다.
0.8A 이상의 전류를 얻을 수 없었기 때문입니다. 입력 전압이 떨어지기 시작했습니다(전원 공급 장치가 약함). 이 테스트 결과, 라디에이터가 있는 안정 장치는 최대 65도까지 가열되었습니다.

전류 안정기의 작동을 확인하기 위해 다음 회로가 조립되었습니다.


가변 저항 대신 상수 저항을 사용했습니다. 테스트 결과는 다음과 같습니다.
현재 안정화도 좋습니다.
글쎄, 영웅을 불태우지 않고 어떻게 리뷰가 있을 수 있겠는가? 이를 위해 전압 안정기를 다시 조립하고 입력에 15V를 적용하고 출력을 5V로 설정했습니다. 10V가 스태빌라이저에 떨어졌고 0.8A에 로드되었습니다. 즉, 스태빌라이저에서 8W의 전력이 방출되었습니다. 라디에이터가 제거되었습니다.
결과는 다음 비디오에서 시연되었습니다.


예, 과열 보호 기능도 작동하므로 안정 장치를 태울 수 없습니다.

결과:

안정기는 완전히 작동하며 전압 안정기(부하 존재 여부에 따라) 및 전류 안정기로 사용할 수 있습니다. 출력 전력을 증가시키고 배터리 등의 충전기로 사용하기 위한 다양한 적용 방식도 있습니다. 오프라인에서 최소 30 루블, 19 루블을 구입할 수 있다는 점을 고려하면 주제 비용은 상당히 합리적입니다. 이는 검토 중인 것보다 훨씬 더 비쌉니다.

그럼 이만 이만 물러가겠습니다. 행운을 빕니다!

해당 매장으로부터 리뷰 작성을 위해 제품을 제공받았습니다. 리뷰는 사이트 규칙 18항에 따라 게시되었습니다.

+37을 구매하려고 합니다 즐겨 찾기에 추가 리뷰가 마음에 들었습니다 +59 +88

LM2596은 입력 전압을 40V까지 감소시킵니다. 출력은 조정되고 전류는 3A입니다. 자동차의 LED에 이상적입니다. 매우 저렴한 모듈 - 중국에서는 약 40 루블입니다.

Texas Instruments는 고품질, 신뢰성, 저렴하고 사용하기 쉬운 DC-DC 컨트롤러 LM2596을 생산합니다. 중국 공장에서는 이를 기반으로 매우 저렴한 펄스 스텝다운 컨버터를 생산합니다. LM2596 모듈 가격은 약 35루블(배송 포함)입니다. 한 번에 10개 묶음을 구입하는 것이 좋습니다. 항상 사용할 수 있으며 가격은 32루블, 50개 주문 시 30루블 미만으로 떨어집니다. 마이크로 회로의 회로 계산, 전류 및 전압 조정, 적용 및 변환기의 일부 단점에 대해 자세히 읽어보십시오.

일반적인 사용 방법은 안정화된 전압 소스입니다. 이 안정기를 기반으로 스위칭 전원 공급 장치를 쉽게 만들 수 있으며 단락을 견딜 수 있는 간단하고 안정적인 실험실 전원 공급 장치로 사용합니다. 품질의 일관성(모두 동일한 공장에서 생산되는 것처럼 보이며 5개 부품에서 실수하기가 어렵습니다)과 데이터시트 및 선언된 특성을 완벽하게 준수하므로 매력적입니다.

또 다른 응용 분야는 펄스 전류 안정기입니다. 고전력 LED용 전원 공급 장치. 이 칩의 모듈을 사용하면 10와트 자동차 LED 매트릭스를 연결할 수 있으며 추가로 단락 보호 기능도 제공됩니다.

나는 12개를 구입하는 것이 좋습니다. 확실히 유용할 것입니다. 입력 전압은 최대 40V이고 외부 구성 요소는 5개만 필요합니다. 이는 편리합니다. 케이블 단면적을 줄여 스마트 홈 전원 버스의 전압을 36V로 높일 수 있습니다. 우리는 이러한 모듈을 소비 지점에 설치하고 필요한 12, 9, 5V 또는 필요에 따라 구성합니다.

좀 더 자세히 살펴보겠습니다.

칩 특성:

  • 입력 전압 - 2.4~40V(HV 버전에서는 최대 60V)
  • 출력 전압 - 고정 또는 조정 가능(1.2~37V)
  • 출력 전류 - 최대 3A(우수한 냉각 기능 사용 시 - 최대 4.5A)
  • 변환 주파수 - 150kHz
  • 하우징 - TO220-5(스루홀 장착) 또는 D2PAK-5(표면 장착)
  • 효율성 - 저전압에서 70-75%, 고전압에서 최대 95%
  1. 안정화된 전압 소스
  2. 변환기 회로
  3. 데이터 시트
  4. LM2596 기반 USB 충전기
  5. 전류 안정 장치
  6. 집에서 만든 장치에 사용
  7. 출력 전류 및 전압 조정
  8. LM2596의 향상된 아날로그

역사 - 선형 안정기

우선 LM78XX(예: 7805) 또는 LM317과 같은 표준 선형 전압 변환기가 왜 나쁜지 설명하겠습니다. 다음은 단순화된 다이어그램입니다.

이러한 변환기의 주요 요소는 제어된 저항기로서 "원래" 의미로 켜진 강력한 바이폴라 트랜지스터입니다. 이 트랜지스터는 달링턴 쌍의 일부입니다(전류 전달 계수를 높이고 회로 작동에 필요한 전력을 줄이기 위해). 베이스 전류는 연산 증폭기에 의해 설정되며, 이는 출력 전압과 ION(기준 전압 소스)에 의해 설정된 전압 간의 차이를 증폭합니다. 이는 고전적인 오류 증폭기 회로에 따라 연결됩니다.

따라서 컨버터는 부하와 직렬로 저항기를 켜고 예를 들어 부하 전체에서 정확히 5V가 소멸되도록 저항을 제어합니다. 전압이 12V에서 5(7805 칩을 사용하는 매우 일반적인 경우)로 감소하면 입력 12V가 "안정기의 7V + 5" 비율로 안정기와 부하 사이에 분배된다는 것을 쉽게 계산할 수 있습니다. 부하에 볼트가 있습니다.” 반 암페어의 전류에서는 부하에서 2.5W가 방출되고 7805에서는 최대 3.5W가 방출됩니다.

"추가"7 볼트는 안정기에서 단순히 꺼지고 열로 변하는 것으로 나타났습니다. 첫째, 이는 냉각에 문제를 일으키고, 둘째, 전원에서 많은 에너지를 소비합니다. 콘센트에서 전원을 공급할 때는 그다지 무섭지 않지만(여전히 환경에 해를 끼치지만) 배터리나 충전식 배터리로 전원을 공급할 때는 무시할 수 없습니다.

또 다른 문제는 이 방법을 사용하여 부스트 컨버터를 만드는 것이 일반적으로 불가능하다는 것입니다. 종종 그러한 필요성이 발생하고 20~30년 전에 이 문제를 해결하려는 시도는 놀랍습니다. 그러한 회로의 합성과 계산이 얼마나 복잡한지 말입니다. 이런 종류의 가장 간단한 회로 중 하나는 푸시풀 5V->15V 컨버터입니다.

갈바닉 절연을 제공하지만 변압기를 효율적으로 사용하지 않는다는 점을 인정해야 합니다. 언제든지 1차 권선의 절반만 사용됩니다.

이것을 나쁜 꿈처럼 잊어버리고 현대 회로로 넘어가자.

전압원

계획

초소형 회로는 스텝다운 컨버터로 사용하기 편리합니다. 강력한 바이폴라 스위치가 내부에 있으며 남은 것은 레귤레이터의 나머지 구성 요소(고속 다이오드, 인덕턴스 및 출력 커패시터)를 추가하는 것뿐입니다. 입력 커패시터를 설치하십시오 - 부품은 5개뿐입니다.

LM2596ADJ 버전에는 출력 전압 설정 회로도 필요하며 이는 두 개의 저항기 또는 하나의 가변 저항기입니다.

LM2596을 기반으로 한 강압 전압 변환기 회로:

전체 계획을 함께:

여기에서 할 수 있습니다 LM2596 데이터시트 다운로드.

작동 원리: PWM 신호로 제어되는 장치 내부의 강력한 스위치가 인덕턴스에 전압 펄스를 보냅니다. A 지점에서는 x%의 경우 전체 전압이 있고 (1-x)%의 경우 전압이 0입니다. LC 필터는 x * 공급 전압과 동일한 일정한 구성 요소를 강조 표시하여 이러한 진동을 완화합니다. 트랜지스터가 꺼지면 다이오드가 회로를 완성합니다.

자세한 직무 설명

인덕턴스는 이를 통한 전류 변화에 저항합니다. A 지점에 전압이 나타나면 인덕터는 큰 음의 자기 유도 전압을 생성하고 부하 양단의 전압은 공급 전압과 자기 유도 전압의 차이와 같아집니다. 부하 전체의 인덕턴스 전류와 전압은 점차 증가합니다.

A 지점에서 전압이 사라진 후 인덕터는 부하와 커패시터에서 흐르는 이전 전류를 유지하려고 노력하고 이를 다이오드를 통해 접지로 단락시켜 점차적으로 떨어집니다. 따라서 부하 전압은 항상 입력 전압보다 작으며 펄스의 듀티 사이클에 따라 달라집니다.

출력 전압

이 모듈은 전압 3.3V(인덱스 –3.3), 5V(인덱스 –5.0), 12V(인덱스 –12) 및 조정 가능한 버전 LM2596ADJ의 네 가지 버전으로 제공됩니다. 전자 회사의 창고에서 대량으로 사용할 수 있고 부족할 가능성이 낮으며 추가로 2페니 저항기만 필요하므로 어디에서나 맞춤형 버전을 사용하는 것이 합리적입니다. 물론 5V 버전도 인기가 높습니다.

재고 수량은 마지막 열에 있습니다.

출력 전압은 DIP 스위치 형태로 설정할 수 있습니다. 이에 대한 좋은 예가 여기에 나와 있거나 회전식 스위치 형태로 제공됩니다. 두 경우 모두 정밀 저항기 배터리가 필요하지만 전압계 없이도 전압을 조정할 수 있습니다.

액자

하우징 옵션에는 TO-263 평면 장착 하우징(모델 LM2596S)과 TO-220 스루홀 하우징(모델 LM2596T)의 두 가지 옵션이 있습니다. 저는 LM2596S의 평면 버전을 사용하는 것을 선호합니다. 이 경우 방열판이 보드 자체이고 추가 외부 방열판을 구입할 필요가 없기 때문입니다. 또한 보드에 나사로 고정해야 하는 TO-220과 달리 기계적 저항이 훨씬 높지만 평면 버전을 설치하는 것이 더 쉽습니다. 케이스에서 많은 양의 열을 제거하는 것이 더 쉽기 때문에 전원 공급 장치에 LM2596T-ADJ 칩을 사용하는 것이 좋습니다.

입력 전압 리플 평활화

전류 정류 후 효과적인 "스마트" 안정기로 사용할 수 있습니다. 마이크로 회로는 출력 전압을 직접 모니터링하기 때문에 입력 전압의 변동으로 인해 마이크로 회로의 변환 계수가 반비례하여 출력 전압이 정상적으로 유지됩니다.

따라서 LM2596을 변압기 및 정류기 이후의 강압 컨버터로 사용하는 경우 입력 커패시터(즉, 다이오드 브리지 바로 뒤에 위치한 커패시터)의 정전 용량(약 50-100μF)이 작을 수 있습니다.

출력 커패시터

변환 주파수가 높기 때문에 출력 커패시터도 큰 용량을 가질 필요가 없습니다. 강력한 소비자라도 한 주기에 이 커패시터를 크게 줄일 시간이 없습니다. 계산을 해보겠습니다. 100μF 커패시터, 5V 출력 전압 및 3A를 소비하는 부하를 사용합니다. 커패시터의 완전 충전 q = C*U = 100e-6 µF * 5 V = 500e-6 µC.

한 번의 변환 사이클에서 부하는 커패시터에서 dq = I*t = 3A * 6.7μs = 20μC를 가져오며(이는 커패시터 총 충전량의 4%에 불과함) 즉시 새로운 사이클이 시작됩니다. 변환기는 새로운 에너지 부분을 커패시터에 투입합니다.

가장 중요한 것은 탄탈륨 커패시터를 입력 및 출력 커패시터로 사용하지 않는 것입니다. 그들은 데이터 시트에 "전원 회로에 사용하지 마십시오"라고 적었습니다. 왜냐하면 단기 과전압도 매우 잘 견디지 못하고 높은 펄스 전류를 좋아하지 않기 때문입니다. 일반 알루미늄 전해 콘덴서를 사용하세요.

효율성, 효율성 및 열 손실

바이폴라 트랜지스터가 강력한 스위치로 사용되며 약 1.2V의 0이 아닌 전압 강하를 갖기 때문에 효율은 그리 높지 않습니다. 따라서 저전압에서 효율이 떨어집니다.

보시다시피 입력 전압과 출력 전압의 차이가 약 12V일 때 최대 효율이 달성됩니다. 즉, 전압을 12V 줄여야 하는 경우 최소한의 에너지만 열로 소모됩니다.

컨버터 효율이란 무엇입니까? 이는 줄-렌츠 법칙에 따라 완전히 개방된 강력한 스위치의 열 발생으로 인한 전류 손실과 스위치가 절반만 열려 있을 때 과도 프로세스 중 유사한 손실로 인해 발생하는 전류 손실을 특성화하는 값입니다. 두 메커니즘의 효과는 크기면에서 비슷할 수 있으므로 두 가지 손실 경로를 모두 잊어서는 안됩니다. 변환기 자체의 "두뇌"에 전력을 공급하는 데에도 소량의 전력이 사용됩니다.

이상적으로는 U1에서 U2로 전압을 변환하고 출력 전류 I2를 출력할 때 출력 전력은 P2 = U2*I2와 같고, 입력 전력도 이와 같습니다(이상적인 경우). 이는 입력 전류가 I1 = U2/U1*I2임을 의미합니다.

우리의 경우 변환 효율은 1 미만이므로 에너지의 일부는 장치 내부에 남아 있습니다. 예를 들어, 효율 θ의 경우 출력 전력은 P_out = eta*P_in이고 손실은 P_loss = P_in-P_out = P_in*(1-eta) = P_out*(1-eta)/eta입니다. 물론, 컨버터는 지정된 출력 전류와 전압을 유지하기 위해 입력 전류를 높여야 합니다.

12V -> 5V 및 출력 전류 1A로 변환할 때 미세 회로의 손실은 1.3W이고 입력 전류는 0.52A라고 가정할 수 있습니다. 어쨌든 이것은 최소 7와트의 손실을 제공하고 입력 네트워크에서 1암페어를 소비하는 선형 변환기보다 낫습니다(이 쓸모없는 작업을 포함하여). 이는 두 배입니다.

그런데 LM2577 마이크로 회로는 작동 주파수가 3배 더 낮고 과도 프로세스에서 손실이 적기 때문에 효율성이 약간 더 높습니다. 그러나 인덕터와 출력 커패시터의 정격이 3배 더 높아야 하며 이는 추가 비용과 보드 크기를 의미합니다.

출력 전류 증가

마이크로 회로의 이미 상당히 큰 출력 전류에도 불구하고 때로는 더 많은 전류가 필요합니다. 이 상황에서 벗어나는 방법은 무엇입니까?

  1. 여러 변환기를 병렬화할 수 있습니다. 물론 정확히 동일한 출력 전압으로 설정되어야 합니다. 이 경우 피드백 전압 설정 회로에서 간단한 SMD 저항으로는 사용할 수 없으며 1% 정확도의 저항을 사용하거나 가변 저항을 사용하여 수동으로 전압을 설정해야 합니다.
작은 전압 확산이 확실하지 않은 경우 수십 밀리옴 정도의 작은 션트를 통해 변환기를 병렬로 연결하는 것이 좋습니다. 그렇지 않으면 전체 부하가 가장 높은 전압을 갖는 변환기의 어깨에 떨어지게 되어 대처하지 못할 수 있습니다. 2. 좋은 냉각을 사용할 수 있습니다 - 대형 라디에이터, 넓은 면적의 다층 인쇄 회로 기판. 이를 통해 [전류를 높이는](/lm2596-tips-and-tricks/ "장치 및 보드 레이아웃에서 LM2596 사용")을 4.5A로 높일 수 있습니다. 3. 마지막으로 초소형 케이스 밖으로 [강력한 키를 이동](#a7)할 수 있습니다. 이를 통해 전압 강하가 매우 작은 전계 효과 트랜지스터를 사용할 수 있으며 출력 전류와 효율이 크게 향상됩니다.

LM2596용 USB 충전기

매우 편리한 여행용 USB 충전기를 만들 수 있습니다. 이렇게 하려면 레귤레이터의 전압을 5V로 설정하고 USB 포트를 제공하며 충전기에 전원을 공급해야 합니다. 저는 11.1V에서 5암페어 시간을 제공하는 중국에서 구입한 무선 모델 리튬 폴리머 배터리를 사용합니다. 이 정도면 충분해요 8회일반 스마트폰을 충전합니다(효율성을 고려하지 않음). 효율성을 고려하면 최소 6배는 될 것이다.

USB 소켓의 D+ 및 D- 핀을 단락시켜 전화기가 충전기에 연결되어 있고 전송되는 전류가 무제한임을 휴대폰에 알리는 것을 잊지 마십시오. 이 이벤트가 없으면 전화기는 컴퓨터에 연결되어 있다고 생각하고 매우 오랫동안 500mA의 전류로 충전됩니다. 또한 이러한 전류는 전화기의 전류 소비를 보상하지 못할 수도 있으며 배터리가 전혀 충전되지 않습니다.

또한 시가 라이터 커넥터를 사용하여 자동차 배터리에서 별도의 12V 입력을 제공하고 일종의 스위치로 소스를 전환할 수도 있습니다. 완전 충전 후 배터리를 끄는 것을 잊지 않도록 장치가 켜져 있음을 알리는 LED를 설치하는 것이 좋습니다. 그렇지 않으면 변환기의 손실로 인해 며칠 안에 백업 배터리가 완전히 소모됩니다.

이 유형의 배터리는 고전류용으로 설계되었기 때문에 그다지 적합하지 않습니다. 전류가 더 낮은 배터리를 찾으면 더 작고 가벼워집니다.

전류 안정 장치

출력 전류 조정

조정 가능한 출력 전압 버전(LM2596ADJ)에만 사용할 수 있습니다. 그건 그렇고, 중국인은 또한 전압, 전류 및 모든 종류의 표시를 조정하여 이 버전의 보드를 만듭니다. 단락 보호 기능이 있는 LM2596의 기성 전류 안정기 모듈은 xw026fr4라는 이름으로 구입할 수 있습니다.

기성 모듈을 사용하고 싶지 않고 이 회로를 직접 만들고 싶다면 한 가지 예외를 제외하고는 복잡한 것이 없습니다. 마이크로 회로에는 전류 제어 기능이 없지만 추가할 수 있습니다. 이를 수행하는 방법을 설명하고 그 과정에서 어려운 점을 명확하게 설명하겠습니다.

애플리케이션

전류 안정기는 강력한 LED에 전원을 공급하는 데 필요한 것입니다. (그런데 - 내 마이크로 컨트롤러 프로젝트 고전력 LED 드라이버), 레이저 다이오드, 전기 도금, 배터리 충전. 전압 안정기와 마찬가지로 이러한 장치에는 선형 및 펄스의 두 가지 유형이 있습니다.

고전적인 선형 전류 안정기는 LM317이며 동급에서 상당히 우수하지만 최대 전류는 1.5A로 많은 고전력 LED에 충분하지 않습니다. 외부 트랜지스터로 이 안정기에 전원을 공급하더라도 그에 따른 손실은 용납할 수 없습니다. 전 세계가 대기전구의 에너지 소비에 대해 난리를 피우고 있는데, 여기서 LM317은 30%의 효율로 작동합니다. 이것은 우리의 방식이 아닙니다.

그러나 우리의 마이크로 회로는 작동 모드가 많은 펄스 전압 변환기의 편리한 드라이버입니다. 트랜지스터의 선형 작동 모드는 사용되지 않고 주요 작동 모드만 사용되므로 손실은 최소화됩니다.

원래는 전압 안정화 회로용으로 만들어졌지만 여러 요소로 인해 전류 안정기로 전환됩니다. 사실 마이크로 회로는 피드백으로서 "피드백" 신호에 전적으로 의존하지만, 무엇을 공급할지는 우리에게 달려 있습니다.

표준 스위칭 회로에서는 저항성 출력 전압 분배기로부터 이 레그에 전압이 공급됩니다. 1.2V는 밸런스입니다. 피드백이 작으면 드라이버는 펄스의 듀티 사이클을 높이고, 높으면 감소합니다. 하지만 전류 분류기에서 이 입력에 전압을 적용할 수 있습니다!

분로

예를 들어, 3A 전류에서는 공칭 값이 0.1Ω 이하인 션트를 사용해야 합니다. 그러한 저항에서 이 전류는 약 1W를 방출하므로 많은 양입니다. 이러한 션트 3개를 병렬로 연결하여 0.033Ω의 저항, 0.1V의 전압 강하 및 0.3W의 열 방출을 얻는 것이 좋습니다.

그러나 피드백 입력에는 1.2V의 전압이 필요하며 우리는 0.1V만 가지고 있습니다. 더 높은 저항을 설치하는 것은 비합리적이므로(열이 150배 더 ​​많이 방출됨) 남은 것은 이 전압을 어떻게든 높이는 것뿐입니다. 이는 연산 증폭기를 사용하여 수행됩니다.

비반전 연산 증폭기 증폭기

고전적인 계획, 무엇이 더 간단할까요?

우리는 단결한다

이제 우리는 전류 션트를 입력에 연결하는 LM358 연산 증폭기를 사용하여 기존 전압 변환기 회로와 증폭기를 결합합니다.

강력한 0.033옴 저항은 션트입니다. 병렬로 연결된 세 개의 0.1Ω 저항기로 만들 수 있으며, 허용 전력 손실을 늘리려면 1206 패키지에 SMD 저항기를 사용하고 작은 간격(서로 가깝지 않음)을 두고 배치한 다음 패키지 주위에 구리 층을 최대한 남겨 두십시오. 저항과 가능한 한 그 아래. 발진기 모드로의 전환 가능성을 제거하기 위해 작은 커패시터가 피드백 출력에 연결됩니다.

우리는 전류와 전압을 모두 조절합니다

두 신호(전류와 전압 모두)를 피드백 입력에 연결해 보겠습니다. 이러한 신호를 결합하기 위해 다이오드에 일반적인 배선 다이어그램 "AND"를 사용합니다. 전류 신호가 전압 신호보다 높으면 지배적이며 그 반대의 경우도 마찬가지입니다.

계획의 적용 가능성에 대한 몇 마디

출력 전압을 조정할 수 없습니다. 출력 전류와 전압을 동시에 조절하는 것은 불가능하지만 "부하 저항" 계수를 통해 서로 비례합니다. 그리고 전원 공급 장치가 "일정한 출력 전압을 구현하지만 전류가 초과되면 전압을 줄이기 시작합니다"와 같은 시나리오를 구현하는 경우, 즉 CC/CV는 이미 충전기입니다.

회로의 최대 공급 전압은 LM358의 한계인 30V입니다. 제너 다이오드에서 연산 증폭기에 전원을 공급하는 경우 이 제한을 40V(또는 LM2596-HV 버전의 경우 60V)로 확장할 수 있습니다.

후자의 경우 다이오드 어셈블리를 합산 다이오드로 사용해야 합니다. 그 이유는 두 다이오드가 모두 동일한 기술 프로세스 및 동일한 실리콘 웨이퍼에서 만들어지기 때문입니다. 해당 매개변수의 확산은 개별 이산 다이오드의 매개변수 확산보다 훨씬 적습니다. 덕분에 우리는 추적 값의 높은 정확도를 얻을 수 있습니다.

또한 연산 증폭기 회로가 자극되어 레이저 모드로 전환되지 않는지 주의 깊게 확인해야 합니다. 이렇게 하려면 모든 컨덕터의 길이, 특히 LM2596의 핀 2에 연결된 트랙의 길이를 줄여 보십시오. 이 트랙 근처에 연산 증폭기를 배치하지 말고 SS36 다이오드와 필터 커패시터를 LM2596 본체에 더 가깝게 배치하고 이러한 요소에 연결된 접지 루프의 최소 영역을 확보하십시오. 현재 경로 "LM2596 -> VD/C -> LM2596"을 반환합니다.

장치 및 독립 보드 레이아웃에 LM2596 적용

나는 완성된 모듈 형태가 아닌 내 장치에 초소형 회로를 사용하는 것에 대해 자세히 이야기했습니다. 다른 기사에서는 다이오드, 커패시터, 인덕터 매개변수의 선택을 다루고 올바른 배선과 몇 가지 추가 요령에 대해서도 설명합니다.

추가 개발 기회

LM2596의 향상된 아날로그

이 칩 다음으로 가장 쉬운 방법은 다음으로 전환하는 것입니다. LM2678. 본질적으로 이는 동일한 스텝다운 컨버터이며 전계 효과 트랜지스터만 사용하여 효율성이 92%까지 향상됩니다. 사실, 다리가 5개가 아닌 7개이고 핀 간 호환이 불가능합니다. 하지만 이 칩은 매우 유사하며 효율성이 향상된 간단하고 편리한 옵션이 될 것입니다.

L5973D– 최대 2.5A를 제공하고 약간 더 높은 효율을 제공하는 다소 오래된 칩입니다. 또한 변환 주파수(250kHz)가 거의 두 배이므로 더 낮은 인덕터 및 커패시터 정격이 필요합니다. 그러나 자동차 네트워크에 직접 연결하면 어떻게 되는지 보았습니다. 간섭이 발생하는 경우가 많습니다.

ST1S10- 고효율(90% 효율) DC-DC 스텝다운 컨버터.

  • 5~6개의 외부 구성 요소가 필요합니다.

ST1S14- 고전압(최대 48V) 컨트롤러. 높은 작동 주파수(850kHz), 최대 4A의 출력 전류, Power Good 출력, 고효율(85% 이상) 및 과도한 부하 전류에 대한 보호 회로를 갖추고 있어 36V에서 서버에 전력을 공급하는 데 가장 적합한 변환기입니다. 원천.

최대 효율이 필요한 경우 비통합 강압 DC-DC 컨트롤러로 전환해야 합니다. 통합 컨트롤러의 문제점은 멋진 전력 트랜지스터가 없다는 것입니다. 일반적인 채널 저항은 200mOhm을 넘지 않습니다. 그러나 내장형 트랜지스터가 없는 컨트롤러를 사용하는 경우 채널 저항이 0.5밀리옴인 AUIRFS8409-7P를 포함한 모든 트랜지스터를 선택할 수 있습니다.

외부 트랜지스터를 갖춘 DC-DC 컨버터

다음 부분

네트워크의 다양한 간섭을 효과적으로 극복하려면 간단한 전류 안정기를 사용해야 합니다. 현대 제조업체는 이러한 장치의 산업 생산에 참여하고 있으므로 각 모델은 기능적 및 기술적 특성으로 구별됩니다. 가정 산업에서는 전류 안정기에 대한 수요가 크지 않지만 고품질 측정 장비에는 항상 안정적인 전압이 필요합니다.

간단한 설명

숙련된 장인은 가장 간단한 전류 제한기가 일반 저항의 형태로 제공된다는 것을 잘 알고 있습니다. 이러한 장치를 흔히 안정 장치라고 합니다.이는 입력에서 전압이 변동할 때 모든 간섭을 제거할 수 없기 때문에 현실이 아닙니다. 특정 장치의 전원 회로에 저항을 사용하는 것은 전체 입력 전압이 안정된 경우에만 가능합니다.

또 다른 상황에서는 가장 작은 전압 서지라도 부하 증가로 인식되어 전체 장치의 작동에 부정적인 영향을 미칩니다. 저항성 전류 제한기의 작동 효율은 소비하는 에너지가 열로 소산되기 때문에 매우 낮습니다.

선형 안정기의 기성 집적 회로를 기반으로 만들어진 설계를 통해 더 높은 수준의 효율성이 달성됩니다. 이러한 장치의 회로는 최소한의 요소 세트, 구성 용이성 및 간섭 부족으로 구별됩니다. 제어 요소의 원치 않는 과열을 방지하려면 입력 전압과 출력 전압 간의 차이가 최소화되어야 합니다. 그렇지 않으면 마이크로 회로 본체가 청구되지 않은 모든 에너지를 강제로 소산하게 되어 최종 효율성 지표가 여러 번 감소합니다.

가장 효율적인 회로는 펄스 폭 변조를 사용하는 회로입니다. 그들의 생산은 피드백 회로와 특수 보호 메커니즘이 있는 범용 미세 회로의 사용을 기반으로 하며 이로 인해 전체 장치의 신뢰성이 크게 향상됩니다. 펄스 변압기를 사용하면 회로가 유지되므로 효율성 수준과 서비스 수명 기간에 긍정적인 영향을 미칩니다. 장인이 특수 부품을 사용하여 손으로 안정 장치를 만드는 경우가 많다는 점은 주목할 가치가 있습니다.

기능성

전류 안정기의 작동 원리를 잘 아는 전문가만이 이 장치를 다양한 분야에서 효과적으로 사용할 수 있습니다. 가장 큰 어려움은 전기 네트워크가 장비 및 장치의 성능에 부정적인 영향을 미치는 다양한 간섭으로 포화되어 있다는 것입니다. 부정적인 영향의 원인을 효과적으로 극복하기 위해 모든 곳의 전문가들은 전압 및 전류 안정기를 사용합니다.

각 제품에는 다음이 포함되어 있습니다. 없어서는 안 될 요소 - 변압기이는 전체 시스템의 안정적이고 문제 없는 작동을 보장합니다. 가장 기본적인 회로에도 반드시 다양한 저항과 커패시터에 연결된 범용 정류기 브리지가 장착되어 있습니다. 주요 성능 특성에는 최대 저항 수준과 개별 용량이 포함됩니다.

자격을 갖춘 전문가는 간단한 전류 안정기가 가장 기본적인 회로에 따라 작동한다고 지적합니다. 문제는 전류가 주 변압기로 흘러 최대 주파수가 변경된다는 것입니다. 입력에서는 항상 전기 네트워크의 이 표시기와 일치하며 50Hz 이내입니다. 현재 변환이 발생한 후에만 제한 주파수가 최적 수준으로 감소됩니다.

전통적인 회로에는 전압의 극성을 결정하는 데 도움이 되는 강력한 고전압 정류기가 포함되어 있다는 점은 주목할 가치가 있습니다. 그러나 커패시터는 고품질 전류 안정화에 참여하고 저항기는 기존 간섭을 제거합니다.

간단한 LED용 변환기 만들기

숙련된 장인은 고품질의 내구성이 뛰어난 안정 장치를 조립하는 것이 그리 어렵지 않다는 데 동의할 것입니다. 주요 특징은 20V의 저전압 커패시터 전체 시스템을 블록에 설치할 수 있고 펄스 마이크로 회로는 최대 35V의 입력을 가질 수 있다는 것입니다. 가장 간단한 DIY LED 안정기는 LM317 버전입니다. 특수 온라인 계산기를 사용하여 사용되는 LED의 저항기를 올바르게 계산하기만 하면 됩니다.

그러한 장치의 원활한 작동을 위해서는 중요한 사실이 남아 있습니다. 즉석 음식은 훌륭해요:

  • 노트북의 표준 19V 장치.
  • 24V에서.
  • 기존 프린터보다 더욱 강력한 32V 장치입니다.
  • 일부 가전 제품의 전압은 9V 또는 12V입니다.

이러한 변환기의 주요 장점에는 항상 접근성, 최소 요소 수, 높은 수준의 신뢰성 및 매장 가용성이 포함됩니다. 더 복잡한 회로를 직접 조립하는 것은 매우 비합리적입니다. 마스터가 필요한 경험이 없다면 기성품 펄스 전류 안정기를 구입하는 것이 좋습니다. 필요한 경우 언제든지 개선될 수 있습니다.

밝기 손실 없이 LED가 작동하는 지속 시간은 모드에 따라 다릅니다. LM317 스태빌라이저 칩과 같은 가장 간단한 스태빌라이저(드라이버)의 주요 장점은 굽기가 매우 어렵다는 것입니다. LM317 연결 다이어그램에는 안정화 모드에 포함된 미세 회로 자체와 저항이라는 두 부분만 필요합니다. 조립 프로세스 자체는 몇 가지 주요 단계로 구성됩니다.

  1. 저항이 0.5kOhm인 가변 저항기를 구입해야 합니다(3개의 단자와 조정 손잡이가 있음). 온라인으로 주문하거나 Radio Amateur에서 구입할 수 있습니다.
  2. 와이어는 중간 터미널과 극단적인 터미널 중 하나에 납땜됩니다.
  3. 저항 측정 모드에서 켜진 멀티미터를 사용하여 저항의 저항을 측정합니다. 최대 500Ω의 판독값을 달성해야 합니다(저항 저항이 낮을 때 LED가 소진되지 않도록).
  4. 연결하기 전에 올바른 연결을 주의 깊게 확인한 후 회로를 조립합니다.

모든 장치에 대해 10A의 공급이 가능합니다(낮은 저항 저항으로 설정). 이러한 목적을 위해 KT825 트랜지스터를 사용하거나 더 나은 기술적 특성과 냉각 시스템을 갖춘 아날로그를 설치할 수 있습니다. LM317의 최대 전력은 1.5A입니다. 전류를 증가시켜야 하는 경우 전계 효과 또는 기존 트랜지스터를 회로에 추가할 수 있습니다.

범용 조정 가능 모델

많은 장인들은 광범위한 네트워크 설정을 가능하게 하는 고품질 안정 장치를 사용해야 하는 상황에 직면해 있습니다. 일부 현대 회로는 특성이 감소된 전류 설정 저항을 제공한다는 점에서 구별됩니다. 전문가들은 이러한 장치를 사용하면 다른 저항기의 전압을 증폭시킬 수 있다고 지적합니다. 이 조건을 일반적으로 향상된 오류 전압이라고 합니다.

마스터가 전계 효과 트랜지스터의 상태를 조정하는 덕분에 기준 전압과 오류 전압의 매개 변수는 기준 증폭기를 사용하여 비교할 수 있습니다. 이러한 회로에는 별도의 커넥터에 공급되어야 하는 추가 전원이 필요하다는 점은 주목할 가치가 있습니다. 요점은 공급 전압이 사용되는 회로의 모든 구성 요소의 조화로운 작동을 보장해야 한다는 것입니다. 허용 수준을 초과하면 조기 장비 고장이 발생할 수 있으므로 초과해서는 안 됩니다.

조정 가능한 전류 안정기의 작동을 최대한 정확하게 구성하려면 특수 슬라이더를 사용해야 합니다. 마스터가 최대 전류 값을 설정할 수 있도록 하는 트리밍 저항입니다. 사용 강도에 따라 모든 매개변수를 독립적으로 조정할 수 있으므로 네트워크 설정이 더욱 유연해졌습니다.

다기능 장치

220V LED용 드라이버는 평균적으로 복잡하므로 설정하는 데 많은 시간이 걸릴 수 있으며 설정 경험이 필요합니다. 이러한 드라이버는 LED 램프, 스포트라이트 및 LED 회로에 결함이 있는 램프에서 추출될 수 있습니다. 대부분은 컨버터 컨트롤러 모델을 인식하여 수정할 수도 있습니다. 매개변수는 일반적으로 하나 이상의 저항기에 의해 설정됩니다.

데이터시트에는 원하는 전류를 얻는 데 필요한 저항 수준이 나와 있습니다. 조정 가능한 저항기를 설치하면 암페어 수를 조정할 수 있습니다(단, 지정된 정격 전력을 초과하지 않음).

최근까지 범용 모듈 XL4015가 매우 인기가 있었습니다. 특성상 고출력 LED(최대 100W) 연결에 적합합니다. 케이스의 표준 버전은 라디에이터 역할을 하는 보드에 납땜되어 있습니다. XL4015의 냉각 성능을 향상하려면 장치 상자에 방열판을 설치하도록 회로를 수정해야 합니다.

많은 사용자가 단순히 상단에 배치하지만 이러한 설치의 효율성은 매우 낮습니다. 냉각 시스템은 마이크로 회로의 납땜 조인트 반대쪽 보드 하단에 배치하는 것이 좋습니다. 최적의 품질을 위해 납땜을 풀고 열 페이스트를 사용하여 본격적인 라디에이터에 설치할 수 있습니다. 전선을 연장해야 합니다. 다이오드에 추가 냉각 장치를 설치하면 전체 회로의 효율성이 크게 향상됩니다.

드라이버 중에서 조정 가능한 것이 가장 보편적인 것으로 간주됩니다. 암페어 수를 설정하는 가변 저항을 설치해야 합니다. 이러한 특성은 일반적으로 다음 문서에 명시되어 있습니다.

  • 마이크로 회로에 대한 첨부 문서에서.
  • 데이터 시트에서.
  • 표준 연결 다이어그램에서.

미세 회로를 추가로 냉각하지 않고도 이러한 장치는 펄스 폭 변조 컨트롤러 모델에 따라 1-3A를 견딜 수 있습니다. 이러한 드라이버의 가장 큰 단점은 다이오드와 인덕터의 과도한 가열입니다. 3A 이상에서는 강력한 다이오드와 컨트롤러의 냉각이 필요합니다. 초크는 더 적합한 초크로 교체되거나 두꺼운 와이어로 다시 감겨집니다.

필수 DC 장치

초보 마스터라도 이것이 무엇인지 압니다. 장치는 이중 통합 원리로 작동합니다.. 모든 모델에서 변환기는 이 프로세스를 담당합니다. 범용 2채널 트랜지스터는 기존의 동적 특성을 높이도록 설계되었습니다. 열 손실을 제거하려면 대용량 커패시터를 사용해야 한다는 점을 기억하는 것이 중요합니다.

교정 표시기는 필요한 값을 정확하게 계산해야만 결정할 수 있습니다. 실습에서 알 수 있듯이 DC 출력 전압이 12A인 경우 제한 값은 5V여야 합니다. 장치는 30Hz의 작동 주파수를 안정적으로 유지할 수 있습니다. 임계 전압과 관련하여 이는 모두 변압기에서 나오는 신호 차단에 따라 달라집니다. 그러나 펄스 전면은 2ISS를 초과해서는 안 됩니다.

고품질 전류 변환을 통해서만 메인 트랜지스터의 조화로운 작동을 보장할 수 있습니다. 이 회로에서는 반도체 다이오드만 사용할 수 있습니다. 저항기가 안정기인 경우 열 손실이 커집니다. 이것이 분산 계수가 크게 증가하는 이유입니다. 마스터는 진동의 진폭이 증가했지만 유도 프로세스가 발생하지 않은 것을 볼 수 있습니다.

KREN을 기반으로 한 현대적인 계획

이러한 장치는 LM317 및 KR142EN12 요소에서만 안정적으로 작동합니다. 이는 최대 1.5A의 전류와 최대 40V의 출력 전압에 잘 대처하는 범용 전압 안정기 역할을 하기 때문입니다. 클래식 열 모드에서 이러한 요소는 최대 10와트의 전력을 소비할 수 있습니다. 초소형 회로 자체는 자체 소비가 낮은 것이 특징입니다. 이 수치는 8mA에 불과하기 때문입니다. 가장 중요한 것은 전압이 변동하더라도 이 표시기가 변경되지 않는다는 것입니다.

메인 저항에 걸쳐 일정한 전압을 유지할 수 있는 LM317 마이크로 회로는 특별한 주의를 기울일 가치가 있습니다. 일정한 저항을 갖는 이 장치는 통과하는 전류의 최대 안정성을 보장하므로 종종 전류 설정 저항이라고 불립니다. KREN을 기반으로 한 최신 안정 장치는 상대적으로 단순하다는 점에서 아날로그 제품과 다르며, 그로 인해 배터리 및 전자 부하용 충전기로 적극적으로 사용됩니다.

오늘날 고려되는 마이크로 회로는 조정 가능한 DC-DC 전압 변환기 또는 단순히 입력에서 40V, 출력에서 ​​1.2~35V의 강압 조정 가능한 전류 안정기입니다. LM2576에는 약 40-50VDC의 입력 전원이 필요합니다. 최대 3A의 전류를 처리할 수 있으므로 LM2576은 최소한의 부품 수와 작은 방열판으로 3A 부하를 구동할 수 있는 스위칭 조정기로 작동합니다. LM2576 칩의 가격은 약 140 루블입니다.

안정 장치의 개략도


계획의 특징

  • 출력 조정 가능 전압 1.2~35V 및 낮은 리플
  • 출력 전압의 원활한 조정을 위한 전위차계
  • 보드에는 AC 전압 브리지 정류기가 있습니다.
  • 입력 전원 LED 표시
  • PCB 크기 70 x 63mm


이 회로는 데스크탑 전원 공급 장치, 배터리 충전기, LED 드라이버용으로 설계되었습니다. 다음은 표준 및 평면 형태의 2가지 설계 옵션입니다.



왜 이러한 안정화된 전원 공급 장치에 LM317과 같은 단순한 파라메트릭 안정기를 사용할 수 없습니까? 30V 3A 전압에서의 전력 손실은 수십 와트가 되기 때문에 거대한 라디에이터와 쿨러가 필요합니다. 그러나 펄스 안정화를 사용하면 마이크로 회로에서 방출되는 전력이 거의 10배 적습니다. 따라서 LM2576을 사용하면 작고 강력한 범용 가변 전압 조정기를 얻을 수 있습니다.

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