ตัวกรองควอตซ์ตัวรับส่งสัญญาณ ตัวกรองควอตซ์ วิธีการตั้งค่าตัวกรองคริสตัลของตัวรับส่งสัญญาณ

อย่างที่เราทราบกันดีว่าตัวกรองควอทซ์คือ "ครึ่งหนึ่งของตัวรับส่งสัญญาณที่ดี" บทความนี้นำเสนอการออกแบบที่เป็นประโยชน์ของตัวกรองคริสตัลควอตซ์แบบเลือกพื้นฐาน 12 แบบสำหรับตัวรับส่งสัญญาณคุณภาพสูงและสิ่งที่แนบมากับคอมพิวเตอร์ ซึ่งช่วยให้คุณสามารถกำหนดค่าตัวกรองนี้และตัวกรองย่านความถี่แคบอื่น ๆ ได้ ในการออกแบบสมัครเล่น ฟิลเตอร์ประเภทแลดเดอร์แปดคริสตัลควอตซ์ที่สร้างขึ้นจากตัวสะท้อนเสียงที่เหมือนกันได้ถูกนำมาใช้เป็นตัวกรองการเลือกหลักเมื่อเร็ว ๆ นี้ ตัวกรองเหล่านี้ค่อนข้างง่ายในการผลิตและไม่ต้องการต้นทุนวัสดุจำนวนมาก

โปรแกรมคอมพิวเตอร์ถูกเขียนขึ้นเพื่อการคำนวณและการสร้างแบบจำลอง ลักษณะของตัวกรองตอบสนองความต้องการในการรับและส่งสัญญาณคุณภาพสูงอย่างสมบูรณ์ อย่างไรก็ตาม ด้วยข้อดีทั้งหมด ตัวกรองเหล่านี้ก็มีข้อเสียเปรียบที่สำคัญเช่นกัน นั่นคือความไม่สมดุลบางประการของการตอบสนองความถี่ (ความชันความถี่ต่ำแบบแบน) และด้วยเหตุนี้ จึงมีสัมประสิทธิ์ความเป็นสี่เหลี่ยมต่ำ

ความแออัดของการออกอากาศวิทยุสมัครเล่นกำหนดข้อกำหนดที่ค่อนข้างเข้มงวดสำหรับการเลือกตัวรับส่งสัญญาณสมัยใหม่ในช่องที่อยู่ติดกัน ดังนั้นตัวกรองการเลือกหลักจะต้องให้การลดทอนนอกพาสแบนด์ไม่แย่กว่า 100 dB โดยมีปัจจัยกำลังสองเท่ากับ 1.5... 1.8 ( ที่ระดับ -6/-90 dB )

โดยธรรมชาติแล้ว ความสูญเสียและความไม่สม่ำเสมอของการตอบสนองความถี่ในพาสแบนด์ของตัวกรองควรจะน้อยที่สุด ตามคำแนะนำที่กำหนดไว้ในตัวกรองแลดเดอร์สิบคริสตัลที่มีลักษณะ Chebyshev ที่มีการตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอที่ 0.28 dB ถูกเลือกเป็นพื้นฐาน

เพื่อเพิ่มความชันของทางลาดขนานกับอินพุตและเอาต์พุตของตัวกรอง ได้มีการแนะนำวงจรเพิ่มเติม ซึ่งประกอบด้วยตัวสะท้อนควอทซ์และตัวเก็บประจุที่เชื่อมต่อแบบอนุกรม

การคำนวณพารามิเตอร์ของเครื่องสะท้อนเสียงและตัวกรองดำเนินการตามวิธีที่อธิบายไว้ใน สำหรับพาสแบนด์ตัวกรอง 2.65 kHz ได้รับค่าเริ่มต้น: C1,2 = 82.2 pF, Lkv = 0.0185 Hn, Rn = 224 Ohm วงจรตัวกรองและค่าที่คำนวณได้ของค่าตัวเก็บประจุจะแสดงในรูป 1.

การออกแบบใช้ตัวสะท้อนควอทซ์สำหรับตัวถอดรหัส PAL โทรทัศน์ที่ความถี่ 8.867 MHz ผลิตโดย VNIISIMS (ภูมิภาค Aleksandrov, Vladimir) ความสามารถในการทำซ้ำที่เสถียรของพารามิเตอร์คริสตัล ขนาดที่เล็ก และต้นทุนที่ต่ำ มีบทบาทในตัวเลือกนี้

การเลือกความถี่ของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์สำหรับ ZQ2-ZQ11 ดำเนินการด้วยความแม่นยำ ±50 Hz การวัดดำเนินการโดยใช้ออสซิลเลเตอร์ในตัวและเครื่องวัดความถี่ทางอุตสาหกรรม เครื่องสะท้อนเสียง ZQ1 และ ZQ12 สำหรับวงจรขนานถูกเลือกจากคริสตัลชุดอื่นๆ ที่มีความถี่ต่ำกว่าและสูงกว่าความถี่ตัวกรองหลักตามลำดับประมาณ 1 kHz

ตัวกรองประกอบบนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองหน้าหนา 1 มม. (รูปที่ 2)

ชั้นบนสุดของการเคลือบโลหะจะใช้เป็นลวดทั่วไป รูด้านข้างที่ติดตั้งตัวสะท้อนกลับเป็นแบบจม ตัวเรือนของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ทั้งหมดเชื่อมต่อกับสายไฟทั่วไปโดยการบัดกรี

ก่อนที่จะติดตั้งชิ้นส่วน แผงวงจรตัวกรองจะถูกปิดผนึกไว้ในกล่องชุบดีบุกพร้อมฝาปิดที่ถอดออกได้สองอัน นอกจากนี้ ที่ด้านข้างของตัวนำที่พิมพ์แล้ว จะมีการบัดกรีฉากกั้นหน้าจอ โดยผ่านระหว่างตัวนำของเครื่องสะท้อนไปตามเส้นแกนกลางของบอร์ด

ในรูป รูปที่ 3 แสดงแผนผังการติดตั้งตัวกรอง ตัวเก็บประจุทั้งหมดในตัวกรองคือ CD และ KM

หลังจากสร้างตัวกรองแล้ว คำถามก็เกิดขึ้น: จะวัดการตอบสนองความถี่ด้วยความละเอียดสูงสุดที่บ้านได้อย่างไร

มีการใช้คอมพิวเตอร์ที่บ้าน ตามด้วยการตรวจสอบผลการวัดโดยสร้างการตอบสนองความถี่ของตัวกรองทีละจุดโดยใช้ไมโครโวลต์มิเตอร์แบบเลือกเฉพาะ ในฐานะผู้ออกแบบอุปกรณ์วิทยุสมัครเล่น ฉันมีความสนใจอย่างมากในแนวคิดที่ DG2XK เสนอให้ใช้โปรแกรมคอมพิวเตอร์สำหรับเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมความถี่ต่ำ (20 Hz...22 kHz) เพื่อวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองวิทยุสมัครเล่นย่านความถี่แคบ

สาระสำคัญอยู่ที่ความจริงที่ว่าสเปกตรัมความถี่สูงของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์จะถูกถ่ายโอนไปยังช่วงความถี่ต่ำโดยใช้เครื่องตรวจจับ SSB ทั่วไปและคอมพิวเตอร์ที่ติดตั้งโปรแกรมวิเคราะห์สเปกตรัมทำให้สามารถดูความถี่ได้ การตอบสนองของตัวกรองนี้บนจอแสดงผล

เครื่องกำเนิดสัญญาณรบกวนซีเนอร์ไดโอดใช้เป็นแหล่งสัญญาณความถี่สูง DG2XK การทดลองที่ฉันทำแสดงให้เห็นว่าแหล่งสัญญาณดังกล่าวอนุญาตให้เราดูการตอบสนองความถี่ที่ระดับไม่เกิน 40 dB ซึ่งเห็นได้ชัดว่าไม่เพียงพอสำหรับการปรับแต่งตัวกรองคุณภาพสูง ในการดูการตอบสนองความถี่ของตัวกรองที่ระดับ -100 dB เครื่องกำเนิดจะต้องมี

ระดับเสียงรบกวนด้านข้างต่ำกว่าค่าที่ระบุ และเครื่องตรวจจับมีความเป็นเส้นตรงที่ดีโดยมีช่วงไดนามิกสูงสุดไม่แย่กว่า 90... 100 dB

ด้วยเหตุนี้ เครื่องกำเนิดสัญญาณรบกวนจึงถูกแทนที่ด้วยเครื่องกำเนิดสัญญาณแบบกวาดแบบเดิม (รูปที่ 4) พื้นฐานคือวงจรของออสซิลเลเตอร์แบบควอตซ์ ซึ่งความหนาแน่นของกำลังสัญญาณรบกวนสเปกตรัมสัมพัทธ์เท่ากับ -165 dB/Hz ซึ่งหมายความว่าพลังเสียงของเครื่องกำเนิดที่ 10 kHz จะถูกปรับในแบนด์วิดท์ 3 kHz

น้อยกว่าพลังของการสั่นหลักของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า 135 dB!

เค้าโครงของต้นฉบับมีการปรับเปลี่ยนเล็กน้อย ดังนั้นแทนที่จะใช้ทรานซิสเตอร์แบบไบโพลาร์จึงใช้ทรานซิสเตอร์สนามแม่เหล็กและวงจรที่ประกอบด้วยตัวเหนี่ยวนำ L1 และ varicap VD2-VD5 เชื่อมต่อแบบอนุกรมกับเครื่องสะท้อนเสียงควอตซ์ ZQ1 ความถี่ของเครื่องกำเนิดสามารถปรับได้โดยสัมพันธ์กับความถี่ควอตซ์ภายใน 5 kHz ซึ่งค่อนข้างเพียงพอสำหรับการวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองย่านความถี่แคบ

เครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ในเครื่องกำเนิดไฟฟ้ามีลักษณะคล้ายกับตัวกรอง ในโหมดเครื่องกำเนิดความถี่แบบกวาด แรงดันไฟฟ้าควบคุมไปยัง varicaps VD2-VD5 จะถูกจ่ายจากเครื่องกำเนิดแรงดันไฟฟ้าแบบฟันเลื่อยที่สร้างบนทรานซิสเตอร์แบบแยกเดี่ยว VT2 พร้อมด้วยตัวกำเนิดกระแสไฟฟ้าบน VT1

หากต้องการปรับความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าด้วยตนเองจะใช้ตัวต้านทานแบบหลายรอบ R11 ชิป DA1 ทำงานเป็นเครื่องขยายแรงดันไฟฟ้า แรงดันไฟฟ้าควบคุมไซนูซอยด์ที่เกิดขึ้นแต่แรกต้องถูกยกเลิก เนื่องจากความเร็วที่ไม่สม่ำเสมอของการส่งผ่านการตอบสนองความถี่ของส่วนต่างๆ ของการตอบสนองความถี่ของตัวกรอง และเพื่อให้ได้ความละเอียดสูงสุด ความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าจึงลดลงเหลือ 0.3 เฮิรตซ์ Switch SA1 เลือกความถี่ของเครื่องกำเนิด "เลื่อย" - 10 หรือ 0.3 Hz ค่าเบี่ยงเบนความถี่ของ MFC ถูกกำหนดโดยตัวต้านทานการตัดแต่ง R10

แผนผังของบล็อกตัวตรวจจับแสดงในรูปที่ 1 5. สัญญาณจากเอาต์พุตของตัวกรองควอตซ์จะถูกส่งไปยังอินพุต X2 หากใช้วงจร L1C1C2 เป็นโหลดตัวกรอง

หากทำการวัดกับตัวกรองที่มีความต้านทานแบบแอกทีฟ ก็ไม่จำเป็นต้องมีวงจรนี้ จากนั้นสัญญาณจากตัวต้านทานโหลดจะถูกนำไปใช้กับอินพุต X1 และตัวนำที่เชื่อมต่ออินพุต X1 กับวงจรจะถูกลบออกบนแผงวงจรพิมพ์ของเครื่องตรวจจับ

ผู้ติดตามแหล่งกำเนิดที่มีช่วงไดนามิกมากกว่า 90 dB บนทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนามอันทรงพลัง VT1 จะจับคู่ความต้านทานโหลดของตัวกรองและความต้านทานอินพุตของมิกเซอร์ เครื่องตรวจจับถูกสร้างขึ้นตามวงจรมิกเซอร์สมดุลแบบพาสซีฟโดยใช้ทรานซิสเตอร์เอฟเฟกต์สนาม VT2, VT3 และมีช่วงไดนามิกมากกว่า 93 dB

ประตูรวมของทรานซิสเตอร์ผ่านวงจร P C17L2C20 และ C19L3C21 ได้รับแรงดันไฟฟ้าไซน์ซอยด์แอนติเฟสที่ 3...4V (rms) จากเครื่องกำเนิดอ้างอิง ออสซิลเลเตอร์อ้างอิงของเครื่องตรวจจับซึ่งสร้างบนชิป DD1 มีเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์ที่มีความถี่ 8.862 MHz

สัญญาณความถี่ต่ำที่เกิดขึ้นที่เอาท์พุตของมิกเซอร์จะถูกขยายประมาณ 20 เท่าโดยแอมพลิฟายเออร์บนชิป DA1 เนื่องจากการ์ดเสียงของคอมพิวเตอร์ส่วนบุคคลมีอินพุตความต้านทานค่อนข้างต่ำ เครื่องตรวจจับจึงติดตั้งออปแอมป์ K157UD1 อันทรงพลัง การตอบสนองความถี่ของแอมพลิฟายเออร์จะถูกปรับเพื่อให้ต่ำกว่า 1 kHz และสูงกว่า 20 kHz จะได้ Rolloff อัตราขยายประมาณ -6 dB ต่อออคเทฟ

เครื่องกำเนิดความถี่สวิงติดตั้งอยู่บนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองด้าน (รูปที่ 6) ชั้นบนสุดของบอร์ดทำหน้าที่เป็นลวดทั่วไปรูสำหรับนำไปสู่ชิ้นส่วนที่ไม่ได้สัมผัสกับมันจะถูกฝังทับ

กระดานถูกปิดผนึกไว้ในกล่องสูง 40 มม. พร้อมฝาปิดแบบถอดได้ 2 อัน ตัวกล่องทำจากแผ่นโลหะเคลือบดีบุก ตัวเหนี่ยวนำ L1, L2, L3 ถูกพันบนเฟรมมาตรฐานที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 6.5 มม. พร้อมที่กันจอนเหล็กคาร์บอนิลและวางไว้ในตะแกรง L1 ประกอบด้วยลวด PEV-2 0.21 จำนวน 40 รอบ, L3 และ L2 - ลวด PELSHO-0.31 จำนวน 27 และ 2+4 รอบตามลำดับ

คอยล์ L2 พันอยู่ด้านบนของ L3 ใกล้กับปลาย "เย็น" โช้กทั้งหมดเป็นมาตรฐาน - DM 0.1 68 µH ตัวต้านทานคงที่ MLT, ตัวต้านทานการปรับค่า R6, R8 และ R10 ประเภท SPZ-38 ตัวต้านทานแบบหลายเลี้ยว - PPML ตัวเก็บประจุถาวร - KM, KLS, KT, ออกไซด์ - K50-35, K53-1

การจัดตั้ง MCC เริ่มต้นด้วยการตั้งค่าสัญญาณสูงสุดที่เอาต์พุตของเครื่องกำเนิดแรงดันไฟฟ้าฟันเลื่อย โดยการตรวจสอบสัญญาณที่พิน 6 ของไมโครวงจร DA1 ด้วยออสซิลโลสโคปโดยใช้ตัวต้านทานการตัดแต่ง R8 (เกน) และ R6 (ออฟเซ็ต) ตั้งค่าแอมพลิจูดและรูปร่างของสัญญาณที่แสดงบนแผนภาพที่จุด A โดยการเลือกตัวต้านทาน R12 การสร้างความเสถียร สามารถทำได้โดยไม่ต้องเข้าสู่โหมดจำกัดสัญญาณ

เมื่อเลือกความจุของตัวเก็บประจุ C14 และปรับวงจร L2L3 ระบบออสซิลเลเตอร์เอาท์พุตจะถูกปรับให้เป็นเสียงสะท้อน ซึ่งรับประกันความสามารถในการรับน้ำหนักที่ดีของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า การใช้ทริมเมอร์คอยล์ L1 ขีดจำกัดการปรับแต่งออสซิลเลเตอร์จะถูกตั้งค่าไว้ในช่วง 8.8586-8.8686 MHz ซึ่งซ้อนทับแถบตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์ที่ทดสอบด้วยระยะขอบ เพื่อให้มั่นใจว่าการปรับโครงสร้างสูงสุดของ GKCH

(อย่างน้อย 10 kHz) รอบจุดเชื่อมต่อ L1, VD4, VD5 ฟอยล์ชั้นบนสุดจะถูกเอาออก หากไม่มีโหลด แรงดันเอาต์พุตไซน์ซอยด์ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้าคือ 1V (rms)

บล็อกตัวตรวจจับทำบนแผงวงจรพิมพ์ที่ทำจากไฟเบอร์กลาสฟอยล์สองหน้า (รูปที่ 7)

ฟอยล์ชั้นบนสุดใช้เป็นลวดทั่วไป รูสำหรับสายนำของชิ้นส่วนที่ไม่ได้สัมผัสกับลวดทั่วไปจะถูกเคาเตอร์ซิงค์

กระดานปิดผนึกอยู่ในกล่องดีบุกสูง 35 มม. พร้อมฝาปิดแบบถอดได้ ความละเอียดของกล่องรับสัญญาณขึ้นอยู่กับคุณภาพการผลิต

คอยส์ L1 - L4 มีลวด PEV-0.21 จำนวน 32 รอบ หมุนวนเพื่อเปิดเฟรมที่มีเส้นผ่านศูนย์กลาง 6 มม. ทริมเมอร์แบบคอยล์จากแกนเกราะ SB-12a โช้คทั้งหมดเป็นประเภท DM-0.1 ตัวเหนี่ยวนำ L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH หม้อแปลง T1 พันบนแกนแม่เหล็กวงแหวนเฟอร์ไรต์ 1000NN ขนาดมาตรฐาน K10 x 6 x 3 มม. และมี 7 รอบในขดลวดปฐมภูมิ และลวด PEV-0.31 2 x 13 รอบในขดลวดทุติยภูมิ

ตัวต้านทานทริมเมอร์ทั้งหมดคือ SPZ-38 ในระหว่างการตั้งค่าเบื้องต้นของตัวเครื่องจะใช้ออสซิลโลสโคปความถี่สูงเพื่อตรวจสอบสัญญาณไซน์ซอยด์ที่ประตูของทรานซิสเตอร์ VT2, VT3 และหากจำเป็นให้ปรับคอยล์ L2, L3 ด้วยการปรับคอยล์ L4 ความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิงจะลดลงต่ำกว่าพาสแบนด์ตัวกรอง 5 kHz ทำเช่นนี้เพื่อให้ในพื้นที่ทำงานของเครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมมีการรบกวนน้อยลงซึ่งจะลดความละเอียดของอุปกรณ์

เครื่องกำเนิดความถี่แบบกวาดเชื่อมต่อกับตัวกรองควอทซ์ผ่านวงจรออสซิลเลเตอร์ที่เข้ากันกับตัวแบ่งแบบคาปาซิทีฟ (รูปที่ 8)

ในระหว่างกระบวนการปรับแต่ง สิ่งนี้จะช่วยให้คุณได้รับการลดทอนและความไม่สม่ำเสมอต่ำในพาสแบนด์ตัวกรอง

วงจรออสซิลเลเตอร์ที่ตรงกันลำดับที่สอง ดังที่ได้กล่าวไปแล้ว จะอยู่ในอุปกรณ์แนบของตัวตรวจจับ เมื่อประกอบวงจรการวัดและเชื่อมต่อเอาต์พุตของกล่องแปลงสัญญาณ (ขั้วต่อ XZ) เข้ากับไมโครโฟนหรืออินพุตเชิงเส้นของการ์ดเสียงของคอมพิวเตอร์ส่วนบุคคลแล้วเราจะเปิดตัวโปรแกรมวิเคราะห์สเปกตรัม มีหลายโปรแกรมดังกล่าว ผู้เขียนใช้โปรแกรม SpectraLab v.4.32.16 ซึ่งอยู่ที่: http://cityradio.narod.ru/utilities.html โปรแกรมนี้ใช้งานง่ายและมีความสามารถที่ยอดเยี่ยม

ดังนั้นเราจึงเปิดตัวโปรแกรม “SpektroLab” และโดยการปรับความถี่ของ MCG (ในโหมดควบคุมด้วยตนเอง) และออสซิลเลเตอร์อ้างอิงในอุปกรณ์ตรวจจับ เราได้ตั้งค่าจุดสูงสุดของสเปกโตรแกรมของ MCG ที่ประมาณ 5 kHz ถัดไป โดยการปรับสมดุลมิกเซอร์ของสิ่งที่แนบกับตัวตรวจจับ จุดสูงสุดของฮาร์มอนิกตัวที่สองจะลดลงเหลือระดับเสียงรบกวน หลังจากนั้น โหมด GCH จะเปิดขึ้น และการตอบสนองความถี่ที่รอคอยมานานของตัวกรองที่กำลังทดสอบจะปรากฏบนจอภาพ ขั้นแรก ความถี่สวิง 10 Hz เปิดอยู่ และใช้ R11 ปรับความถี่กลาง จากนั้นวงสวิง R10 (รูปที่ 4) เราจะสร้าง "ภาพ" ที่ยอมรับได้ของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองแบบเรียลไทม์ . ในระหว่างการวัด การปรับวงจรที่ตรงกันจะทำให้พาสแบนด์มีความไม่สม่ำเสมอน้อยที่สุด

ต่อไปเพื่อให้ได้ความละเอียดสูงสุดของอุปกรณ์เราจะเปิดความถี่การกวาดที่ 0.3 Hz และตั้งค่าในโปรแกรมจำนวนจุดการแปลงฟูริเยร์สูงสุดที่เป็นไปได้ (FFT ผู้เขียนมี 4096...8192) และค่าต่ำสุดของ พารามิเตอร์การหาค่าเฉลี่ย (ค่าเฉลี่ย ผู้เขียนมี 1)

เนื่องจากคุณลักษณะถูกวาดในหลายรอบของ GKCh โหมดโวลต์มิเตอร์สูงสุดของการจัดเก็บข้อมูล (กดค้าง) จึงเปิดอยู่ เป็นผลให้เราได้รับการตอบสนองความถี่ของตัวกรองที่กำลังศึกษาบนจอภาพ

การใช้เคอร์เซอร์ของเมาส์ทำให้เราได้รับค่าดิจิทัลที่จำเป็นของการตอบสนองความถี่ที่เกิดขึ้นในระดับที่ต้องการ ในกรณีนี้คุณต้องไม่ลืมที่จะวัดความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิงในอุปกรณ์ตรวจจับเพื่อให้ได้ค่าความถี่ที่แท้จริงของจุดตอบสนองความถี่

หลังจากประเมิน "ภาพ" เริ่มต้นแล้ว พวกเขาจึงปรับความถี่ของการเรโซแนนซ์ตามลำดับ ZQ1n ZQ12 ตามลำดับไปที่ความชันด้านล่างและด้านบนของการตอบสนองความถี่ของตัวกรอง เพื่อให้ได้ค่าความเป็นเหลี่ยมสูงสุดที่ระดับ - 90 dB

โดยสรุป เมื่อใช้เครื่องพิมพ์ เราได้รับ "เอกสาร" ที่ครบถ้วนสำหรับตัวกรองที่ผลิตขึ้น ดังตัวอย่างในรูป รูปที่ 9 แสดงสเปกตรัมของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองนี้ สเปกโตรแกรมของสัญญาณ GKCh ก็แสดงอยู่ที่นั่นเช่นกัน ความไม่สม่ำเสมอที่มองเห็นได้ของความชันด้านซ้ายของการตอบสนองความถี่ที่ระดับ -3...-5 dB จะถูกกำจัดออกโดยการจัดเรียงตัวสะท้อนเสียงควอตซ์ ZQ2-ZQ11 ใหม่

เป็นผลให้เราได้รับคุณลักษณะตัวกรองดังต่อไปนี้: ระดับพาสแบนด์ - 6 dB - 2.586 kHz, การตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอในพาสแบนด์ - น้อยกว่า 2 dB, ปัจจัยระดับสี่เหลี่ยม - 6/-60 dB - 1.41; ตามระดับ - 6/-80 dB 1.59 และตามระดับ - 6/-90 dB - 1.67; การลดทอนในย่านความถี่น้อยกว่า 3 เดซิเบล และการลดทอนเกินย่านความถี่มากกว่า 90 เดซิเบล

ผู้เขียนตัดสินใจตรวจสอบผลลัพธ์ที่ได้รับและวัดการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์แบบจุดต่อจุด สำหรับการวัดนั้นจำเป็นต้องใช้ไมโครโวลต์มิเตอร์แบบเลือกที่มีตัวลดทอนที่ดีซึ่งเป็นไมโครโวลต์มิเตอร์ประเภท HMV-4 (โปแลนด์) ที่มีความไวเล็กน้อย 0.5 μV (ในเวลาเดียวกันจะบันทึกสัญญาณได้ดีที่ระดับ 0.05 μV) และ ตัวลดทอนสัญญาณ 100 dB

สำหรับตัวเลือกการวัดนี้ ไดอะแกรมที่แสดงในรูปที่ 1 ถูกประกอบขึ้น 10. วงจรการจับคู่ที่อินพุตและเอาต์พุตของตัวกรองได้รับการป้องกันอย่างระมัดระวัง สายไฟหุ้มฉนวนเชื่อมต่อมีคุณภาพดี วงจร "กราวด์" ก็ได้รับการดำเนินการอย่างระมัดระวังเช่นกัน

การเปลี่ยนความถี่ของตัวต้านทานความถี่สูง R11 อย่างราบรื่นและการสลับตัวลดทอน 10 dB เราทำการอ่านไมโครโวลต์มิเตอร์ผ่านการตอบสนองความถี่ทั้งหมดของตัวกรอง เราสร้างกราฟตอบสนองความถี่โดยใช้ข้อมูลการวัดและสเกลเดียวกัน (รูปที่ 11)

ด้วยความไวสูงของไมโครโวลต์มิเตอร์และสัญญาณรบกวนด้านข้างต่ำของ GKCh สัญญาณจะถูกบันทึกอย่างดีที่ระดับ -120 dB ซึ่งสะท้อนให้เห็นอย่างชัดเจนในกราฟ

ผลการวัดมีดังนี้: ระดับพาสแบนด์ - 6 dB - 2.64 kHz; การตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอ - น้อยกว่า 2 dB; ค่าสัมประสิทธิ์ความเป็นสี่เหลี่ยมสำหรับระดับ -6/-60 dB คือ 1.386; ตามระดับ - 6/-80 dB - 1.56; ตามระดับ - 6/-90 dB - 1.682; ตามระดับ - 6/-100 dB - 1.864; การลดทอนในย่านความถี่น้อยกว่า 3 เดซิเบล ด้านหลังย่านความถี่มากกว่า 100 เดซิเบล

ความแตกต่างบางประการระหว่างผลการวัดและเวอร์ชันคอมพิวเตอร์อธิบายได้จากข้อผิดพลาดสะสมในการแปลงสัญญาณดิจิทัลเป็นอนาล็อก เมื่อสัญญาณที่วิเคราะห์เปลี่ยนแปลงในช่วงไดนามิกขนาดใหญ่

ควรสังเกตว่ากราฟข้างต้นของการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอทซ์นั้นได้มาจากการตั้งค่าจำนวนขั้นต่ำ และด้วยการเลือกส่วนประกอบอย่างระมัดระวังมากขึ้น ลักษณะของตัวกรองจึงสามารถปรับปรุงได้อย่างมีนัยสำคัญ

วงจรเครื่องกำเนิดไฟฟ้าที่เสนอสามารถนำมาใช้เพื่อควบคุม AGC และเครื่องตรวจจับได้สำเร็จ โดยการใช้สัญญาณเครื่องกำเนิดความถี่กวาดกับเครื่องตรวจจับ ที่เอาต์พุตของกล่องรับสัญญาณไปยังพีซี เราจะรับสัญญาณจากเครื่องกำเนิดความถี่กวาดความถี่ต่ำ ซึ่งคุณสามารถกำหนดค่าตัวกรองและน้ำตกของ เส้นทางความถี่ต่ำของเครื่องรับส่งสัญญาณ

สิ่งที่น่าสนใจไม่น้อยคือการใช้สิ่งที่แนบมากับเครื่องตรวจจับที่นำเสนอเป็นส่วนหนึ่งของตัวบ่งชี้พาโนรามาของตัวรับส่งสัญญาณ ในการดำเนินการนี้ ให้เชื่อมต่อตัวกรองควอตซ์ที่มีแบนด์วิดท์ 8...10 kHz เข้ากับเอาต์พุตของมิกเซอร์ตัวแรก จากนั้นสัญญาณที่ได้รับจะถูกขยายและป้อนไปยังอินพุตของเครื่องตรวจจับ ในกรณีนี้ คุณสามารถสังเกตสัญญาณของผู้ติดต่อของคุณได้ในระดับ 5 ถึง 9 จุดด้วยความละเอียดที่ดี

ก. บรากิน (RZ4HK)

วรรณกรรม:

1. ตัวกรอง Usov V. Quartz SSB - นักวิทยุสมัครเล่น พ.ศ. 2535 ฉบับที่ 6 หน้า 39, 40.

2. Drozdov V.V. ตัวรับส่งสัญญาณ KB มือสมัครเล่น - อ.: วิทยุและการสื่อสาร, 2531.

3. Klaus Raban (DG2XK) เพิ่มประสิทธิภาพโดย Eigenbau-Quarzfiltern ด้วย PC-Soundkarte - Funkamateur, ฉบับที่ 11, 2001, S. 1246-1249.

4.แฟรงค์ ซิลวา. Shmutzeffekte vermeiden และ beseitig. - ฟังค์, 1999, 11, ส. 38.

ข้อมูลที่น่าสนใจได้สะสมมาจากนักวิทยุสมัครเล่นที่ผลิตแผงวงจรหลักของ "Portable TRX" และแน่นอนจาก "รีพีทเตอร์" ซึ่งเป็นคำกล่าวอ้างที่ไม่มีมูลบางประการ - "ทำไมจึงไม่ทำงานตามแบบที่ FT-1000MP"

ฉันดึงความสนใจของผู้อ่านอีกครั้งถึงความจริงที่ว่า "คุณต้องจ่ายทุกอย่าง" และตัวรับส่งสัญญาณซึ่งคิดว่ามีลักษณะคล้ายกับ "กล่องสบู่" ที่นำเข้า โดยเฉพาะอย่างยิ่งหากไม่มีการกำหนดค่าและการดีบักอย่างระมัดระวัง จะไม่แสดงแม้แต่พารามิเตอร์เหล่านั้นที่ เขียนไว้ในส่วน "Portable TRX" " ฉันขอเตือนคุณอีกครั้ง - ยิ่งการออกแบบวงจรง่ายขึ้นเท่าไหร่คุณก็ยิ่งต้อง "แยก" พารามิเตอร์สูงสุดจากแต่ละขั้นตอนอย่างระมัดระวังมากขึ้นเท่านั้น และหากคุณซื้อชุดตัวกรองควอทซ์ในราคา 10 ดอลลาร์ โดยไม่ทราบแหล่งกำเนิดและด้วยการตอบสนองความถี่ที่ไม่รู้จัก คุณได้บัดกรีทรานซิสเตอร์พลาสติกที่ไม่ทราบยี่ห้อและยิ่งไปกว่านั้นด้วยพารามิเตอร์ที่คาดการณ์ไว้ตามทฤษฎี (ส่วนใหญ่มาจากคำพูดของตัวแทนจำหน่ายในตลาดวิทยุ พวกเขาซื้อมาจากใคร) และแม้แต่คอยล์ - หม้อแปลงก็ถูกพันด้วยเฟอร์ไรต์อายุ 100 ปีจาก "ขยะ" - คุณคาดหวังอะไรจาก "สัตว์ประหลาด" เช่นนี้? ฉันขอแนะนำให้ดูคุณสมบัติของกระดานหลักหมายเลข 3 ซึ่ง Oleg (US5EI) ส่งถึงฉันจาก Dnepropetrovsk เขาเสี่ยงที่จะเลือกเส้นทางที่เมื่อมองแวบแรกเป็นเส้นทางที่ถูกที่สุดและเหมาะสมที่สุดจากมุมมองของเขา แต่กลับกลายเป็นตรงกันข้าม - “เมื่อก่อนเคยแย่ แต่ตอนนี้มันแย่ลงเรื่อยๆ...” เขาสร้างบอร์ดขึ้นมาเองและ "เล็กน้อย" (ในความคิดของเขา) เปลี่ยนการกำหนดค่าของรางสำหรับตัวกรองควอตซ์ที่เขาซื้อสำเร็จรูป เขาถือว่าตัวเลือกของคริสตัล 4+4 หรือ 6+4 ในฟิลเตอร์ไม่สมควรได้รับความสนใจ - เขาใช้ตัวเลือกวิทยุสมัครเล่น "มาตรฐาน" - 8+4 ฮาร์ดแวร์ที่เหลือบนบอร์ดมาจากสต็อกเก่า (อ่าน: ขยะ) “สิ่งนี้” ทั้งหมดถูกบัดกรีบนกระดานแบบโฮมเมด แต่ต่อมากลับกลายเป็นว่า “เช่นเคย” ความพยายามที่จะชุบชีวิต “ปีศาจ” จบลงด้วย “คำอุทธรณ์ต่อผู้เขียน”.....

งานที่สำคัญที่สุดในการผลิตเครื่องรับคือการตรวจสอบความไวและการเลือกสัญญาณ หากไม่มีตัวกรองควอทซ์คุณภาพสูง ปัญหานี้จะไม่สามารถแก้ไขได้ใน TRX ด้วยการแปลงเพียงครั้งเดียว

มีการเขียนและเขียนใหม่ในวรรณกรรมวิทยุสมัครเล่นกี่ครั้งแล้ว??? แต่ฉันต้องกลับไปสู่ปัญหานี้อีกครั้ง เป็นเวลากว่า 20 ปีของการออกแบบ HF เกือบคงที่และที่สำคัญคือจำนวนปีของการทำงานทางอากาศเท่าเดิม (เนื่องจากมีนักออกแบบที่แทบไม่มีใครเคยได้ยินเรื่องออกอากาศมาก่อน - เราจะพูดอะไรเกี่ยวกับ "ทักษะและแนวทาง" ของพวกเขาได้บ้าง สู่ความเป็นจริง การออกอากาศสมัครเล่น ???) ได้ข้อสรุปสำหรับตัวเอง - เราไม่สามารถบันทึกในตัวกรองการเลือกหลักได้ - หากเราต้องการสร้าง "Radivo" คุณภาพสูงเพียงพอ FOS ต้องมีการลดทอนในแถบหยุดอย่างน้อย 70-80Db โดยมีการลดทอนน้อยที่สุดในแถบผ่าน เราต้องการตัวเลขความล่าช้าสูงสุดในย่านความถี่ต่ำ ตามกฎแล้ว ระดับที่มีอยู่ในขณะนี้คือ 59+20-40 Db เช่น ด้วยการลดทอนตัวกรองที่ 80Db และสัญญาณที่ได้รับที่ +40Db เราสามารถสรุปได้ว่ามันจะ "ไต่ระดับ" ขึ้น 2-3 จุดในระดับ S-meter ระดับดังกล่าวจะไม่สามารถส่งผลกระทบต่อการทำงานของการเรียงซ้อนตาม XTAL ZQ อีกต่อไป แต่หากเพื่อนบ้านปรากฏในระยะเดียวกันโดยมีระดับ +80Db สถานการณ์จะไม่เปลี่ยนไปในทิศทาง "ของเรา" แต่อย่าถือเป็นพารามิเตอร์พื้นฐานของเครื่องรับที่ทำงานในย่านความถี่เดียวกันพร้อมกับเพื่อนบ้าน เพราะ เป็นไปได้มากว่างานดังกล่าวจะ "ไม่มีความสุข" สำหรับเขาและเพื่อ "ต่อสู้กับระดับดังกล่าว" ก็มีวิธีการที่รุนแรง - ตัวลดทอน

ในตัวกรองควอทซ์หลายร้อยตัวที่ถูกสร้างขึ้นในช่วงหลายปีที่ผ่านมา การลดทอนที่เกินกว่าพาสแบนด์ถูกกำหนดลักษณะไว้ที่ประมาณ 10Db ต่อควอทซ์ โดยมีความแตกต่างกันเล็กน้อยในทิศทางเดียวหรืออีกทิศทางหนึ่ง ขึ้นอยู่กับคุณภาพและขนาดของควอตซ์ ฉันหมายถึงตัวกรองควอทซ์โดยใช้วงจรแลดเดอร์ ข้อเสียเปรียบหลักของตัวกรองดังกล่าวคือความชันล่างของการตอบสนองความถี่ที่ยาวนานขึ้น ตัวกรองหกคริสตัลที่ทำจากควอตซ์ใน B1 เป็นตัวกรองที่ผลิตโดยกองทัพ (อย่าสับสนกับตัวกรองกำเนิด!) และมีการลดทอนเกินกว่าพาสแบนด์อย่างน้อย 70Db น่าเสียดายที่เราต้องลืมเกี่ยวกับควอตซ์ดังกล่าว - ของเก่ากำลังจะหมดลงและ "สิ่งนี้จะไม่เกิดขึ้นอีก"…. ทุกวันนี้ ตัวเลือกที่ประหยัดที่สุด (แต่ไม่ใช่ดีที่สุด!) คือการซื้อควอตซ์ขนาดเล็กที่ 8.867 MHz ในตลาดวิทยุ และพยายามปั้นบางอย่างออกมา คุณควรใส่ใจกับประเภทและคุณภาพของควอตซ์อย่างใกล้ชิด มีหลายประเภทและการออกแบบให้เลือก แต่ไม่ใช่ทั้งหมดที่จะใช้สร้างตัวกรองได้ ตัวกรองคุณภาพสูงสุดช่วยให้เราสร้างตัวกรองที่ "ผ่านได้" พอสมควร อย่างน้อย - ก็ไม่แย่ไปกว่าเครื่องกำเนิดควอตซ์แบบเก่าใน B1 คริสตัล 8 เม็ดให้การลดทอนอย่างน้อย 80Db ด้านหลังแบนด์ ซึ่งตามที่ระบุไว้ข้างต้น เพียงพอสำหรับตัวรับส่งสัญญาณสำหรับการทำงานออนแอร์ "ปกติ" คุณสามารถสร้างฟิลเตอร์แปดคริสตัลได้หนึ่งตัวและ "ใจเย็น ๆ" แต่เราได้รับฟิลเตอร์ขนาดเล็ก (ฉันหมายถึงจากคริสตัลควอตซ์สมัยใหม่ขนาดเล็ก) ซึ่งมี 3.3 ซม. ระหว่างอินพุตและเอาท์พุต การลดทอนในย่านความถี่ตั้งแต่ 2 ถึง 4 Db และ ความไม่สม่ำเสมอสูงถึง 4-6 Db เราติดตั้งไว้ใน "กระดานหลัก" และด้วยเหตุนี้เราจึง "ปีนขึ้นไป" โดยข้ามตัวกรองในกรณีที่ดีที่สุด -60Db และในเวอร์ชันของกระดานหลัก US5EI -40Db ของ Oleg ฉันได้อธิบายวิธีสร้างตัวกรองไว้ในคำอธิบายของ "ตัวรับส่งสัญญาณ HF" แล้ว แผงวงจรพิมพ์เวอร์ชัน "สวยงาม" ทุกประเภทภายใต้ระบบควอทซ์ กล่อง "หรูหรา" ฯลฯ - เป็นอันตรายทั้งเนื่องจากการเสื่อมสภาพของปัจจัยด้านคุณภาพของควอตซ์ (เมื่อเราติดขาควอตซ์เข้ากับไฟเบอร์กลาส) และ "การปีน" ของสัญญาณที่ข้ามแผ่นควอตซ์เอง หากคุณสร้างตัวกรองในกล่อง คุณจะต้องกราวด์ตัวเรือนควอทซ์บนกล่องซึ่งทำจากโลหะกระป๋องบาง ๆ ได้ดีที่สุด และการติดตั้งทั้งหมดด้านในนั้นทำด้วยขาควอทซ์ ดูสิ - ตัวกรองจากโรงงานทั้งหมดทำในลักษณะนี้ ฉันยอมรับตัวเลือกในการทำบอร์ดแบบโฮมเมดและตัวกรองไว้เฉพาะโดยเก็บฟอยล์ไว้ด้านข้างที่ติดตั้งชิ้นส่วนไว้ใต้ "กราวด์" ทั่วไปโดยบัดกรีตัวเรือนควอตซ์เพิ่มเติมไว้บนนั้น จากนั้นคุณสามารถปิดบัง กรองด้านบนด้วยกล่องป้องกันที่ทำจากโลหะแผ่นกระป๋องและบัดกรีทุกด้านจนถึงฟอยล์ของบอร์ด ใช่ ฉันเห็นด้วย มันไม่สวยงามมาก มีเทคโนโลยีก้าวหน้า รวดเร็ว ฯลฯ แต่ด้วยวิธีนี้เท่านั้นที่สามารถหลีกเลี่ยง "คลานผ่าน" ได้มากที่สุด และประการแรกเรากำลัง "ต่อสู้" อะไร - เพื่อ "รูปลักษณ์องค์กร" หรือเพื่อรักษาพารามิเตอร์ที่ทำได้สูงสุดของตัวกรองเอง นักออกแบบแต่ละคนตัดสินใจเรื่องนี้ด้วยตัวเอง เป็นรายบุคคล...

ก่อนหน้านี้ โดยการเลียนแบบ "แนวโน้ม" ของผู้ปฏิบัติงานวิทยุทั่วไป เขาได้สร้างตัวกรองแปดคริสตัลเดี่ยวขึ้นมา แต่หลังจากควอตซ์ในเคส B1 ซึ่งสะดวกกว่าในการใช้งานมากเริ่มหมดบ่อยขึ้นเรื่อย ๆ ก็เริ่มมีการใช้ควอตซ์สำรองในกล่องเล็ก - มีเขียน RK169 ไว้ด้วย และนี่คือจุดที่แนวโน้มของความยากลำบากในการได้รับความไม่สม่ำเสมอน้อยที่สุดใน passband และ "การผ่าน" การข้ามตัวกรองใน ZQ แปดคริสตัล "ออกมา" ความพยายามที่สอดคล้องกันตามมาเพื่อ “เอาชนะปัญหาที่เกิดขึ้น”…. ซึ่งนำไปสู่ทางเลือกในการสร้างตัวกรองคริสตัลสี่และหกตัว การตัดสินใจครั้งนี้ได้รับการยืนยันเพิ่มเติมโดยข้อมูลเกี่ยวกับลักษณะเฟสของตัวกรอง - ยิ่งตัวกรองยาว (ยิ่งมีลิงก์มากขึ้น) ยิ่งระยะ "ตีกลับ" ของตัวกรองยิ่งมากขึ้น เนื่องจากแต่ละลิงก์มีลักษณะเฉพาะของเฟสซึ่งมักจะไม่ตรงกับลักษณะของลิงก์อื่น สิ่งนี้จึงนำไปสู่ "เสียงเรียกเข้า" เราสามารถได้ยินปรากฏการณ์นี้อย่างชัดเจนด้วยหูของเราเองในฟิลเตอร์แบบหลายช่องความถี่แคบ แม้ว่าในตัวกรองสำหรับ SSB "เสียงกริ่ง" นี้แทบจะเป็นไปไม่ได้ที่จะได้ยิน แต่ "ผู้ฟัง" ที่มีพรสวรรค์บางคนสามารถระบุได้จากสัญญาณออนแอร์ว่า EMF หรือตัวกรองควอทซ์แคบทำงานหรือไม่ (ในความคิดของฉันนี่คือแน่นอน คำถาม "เชิงปรัชญา" - อ่าน - ขัดแย้ง) ในการใช้งานจริง จะง่ายกว่ามากเพื่อให้แน่ใจว่าการตอบสนองความถี่จะมีจุดสูงสุดคงที่ในตัวกรองแบบหกคริสตัล และเกือบจะ "โดยอัตโนมัติ" จะได้รับความไม่สม่ำเสมอที่น้อยกว่า 1Db ในตัวกรองแบบสี่คริสตัล การลดทอนในพาสแบนด์ของ ZQ แบบ 6 คริสตัลมักจะไม่เกิน 2-3Db และสำหรับ ZQ แบบ 4 คริสตัลนั้นจะขึ้นอยู่กับ 2Db แต่เนื่องจากการลดทอนในแถบหยุดของตัวกรองดังกล่าวไม่เพียงพอสำหรับตัวรับส่งสัญญาณ HF เราจึงต้องพัฒนาแผงวงจรหลักหมายเลข 3 และหมายเลข 4 เหล่านั้น. เราติดตั้งตัวกรอง "เหมือนรถไฟ" โดยมีน้ำตกที่ทำงานตรงกัน การวัดจริงของการตอบสนองความถี่จากต้นทางถึงปลายทางของตัวเลือกการออกแบบนี้แสดงไว้ในรูปที่ 1 ลำดับที่ 1.

การวัดดำเนินการบนเครื่องวิเคราะห์ SK4-59 สัญญาณถูกส่งไปยัง VT1 ขั้นแรกของกระดานหลักหมายเลข 3 และถูกลบออกจากขดลวดสื่อสารของคอยล์ในท่อระบายน้ำของ VT4 (โดยไม่ได้เชื่อมต่อเครื่องตรวจจับ) กระดานหลักหมายเลข 3 ผลิตโดย Oleg (US5EI) แสดงการลดทอนในแถบหยุดประมาณ 45Db โดยมีความไม่สม่ำเสมอในแถบสูงถึง 8Db รูปที่ 2

บางทีฉันอาจจะสามารถถ่ายภาพหน้าจอ SK4-59 ด้วยการตอบสนองความถี่ของเส้นทางทะลุของบอร์ด US5EI และบอร์ด "มาตรฐาน" หมายเลข 3 พร้อมฟิลเตอร์ควอตซ์ 4+4 สองตัวสำหรับการเปรียบเทียบด้วยภาพ - สำหรับตอนนี้ฉันทำได้เพียง เสนอภาพที่ร่างไว้ ความไม่สม่ำเสมอในพาสแบนด์ของฟิลเตอร์ 8 คริสตัลตัวแรกถึง 7Db และการลดทอนที่เกินพาสแบนด์จะเกิน 40Db เล็กน้อย

รูปที่ 2 การตอบสนองความถี่ของตัวกรองคริสตัลแปดคริสตัลของบอร์ด US5EI + ตัวกรองคริสตัลสี่คริสตัล

รูปที่ 3 การตอบสนองความถี่ของตัวกรอง 6 คริสตัลที่วัดโดย X1-38 (สเกลเชิงเส้น)

รูปที่ 4 การตอบสนองความถี่ของตัวกรอง 6 คริสตัลที่วัดโดย SK4-59 (สเกลลอการิทึม)

รูปที่ 5 การตอบสนองความถี่ของตัวกรอง 6+4-คริสตัลที่วัดโดย X1-38 (สเกลเชิงเส้น)

รูปที่ 6 การตอบสนองความถี่ของตัวกรองคริสตัล 6+4 วัดโดย SK4-59 (สเกลลอการิทึม)

เมนบอร์ดหมายเลข 3 ผลิตโดย US5EI

นี่เป็นข้อสรุป - เหมาะสมหรือไม่ที่จะใช้ตัวกรองควอทซ์ "จริงจัง" ในเครื่องรับส่งสัญญาณรุ่นบอร์ดเดียว? มีแนวโน้มว่าจะใช่มากกว่าไม่ใช่ แต่การลดทอนในระดับหนึ่งเกินกว่าพาสแบนด์ เนื่องจากในการออกแบบบอร์ดเดี่ยว ไม่สามารถหลีกเลี่ยงการ "คลานผ่าน" ได้เลย ตามตัวอย่าง ฉันให้การตอบสนองความถี่สองครั้งของกระดานหลักหมายเลข 3 "คัดลอก" จากหน้าจอ SK4-59 - อันแรกมีฟิลเตอร์ 4+4 ส่วนอันที่สองมีฟิลเตอร์ 6+4 (รูปที่ 1) ตัวกรอง 4 คริสตัลตัวที่สองใน "งานห้องปฏิบัติการ" นี้ไม่มีการเปลี่ยนแปลง ดังนั้นการตอบสนองความถี่ตั้งแต่ต้นทางถึงปลายทางของตัวแปร 6+4 จึงแคบกว่าที่เราต้องการเล็กน้อย เนื่องจากความแตกต่างเล็กน้อยระหว่าง ความถี่กลางของตัวกรองเหล่านี้ - พวกมันจะถูกเลื่อนสัมพันธ์กัน 200Hz แต่แม้กระทั่งในแอปพลิเคชันนี้ - เมื่อ "เกต" ของตัวกรองไม่อยู่ใน "การจัดแนว" - ความแตกต่างในการตอบสนองความถี่โดยรวมจะดีกว่า ทั้งในแง่ของค่าสัมประสิทธิ์กำลังสอง (Kp = 1.96 สำหรับตัวเลือก 4+4 และ Kp = 1.78 สำหรับตัวเลือก 6+4) ที่ระดับ -10Db และ -60Db และในการลดทอนเกินกว่าพาสแบนด์ - ประมาณ 75Db สำหรับ 4+4 ตัวเลือกหรือมากกว่า 80Db สำหรับตัวเลือก 6+4 ควรสังเกตว่าระดับที่มากกว่า 70Db นั้นยากต่อการวัดอย่างแม่นยำด้วยอุปกรณ์ (สเกลจะไล่ระดับเป็นสิบ Db) โดยไม่ต้องใช้การควบคุมเพิ่มเติมของตัวลดทอนสัญญาณและปุ่มปรับระดับเอาต์พุต-อินพุต เมื่อภาพตอบสนองความถี่ "ยืด" ขึ้นด้านบน จะสังเกตการโอเวอร์โหลดของแอมพลิฟายเออร์อินพุตของอุปกรณ์ - "แถบ" ด้านบนของการตอบสนองความถี่จะแบน - มีข้อ จำกัด หากคุณ "ยืด" ลง จะไม่มีตารางที่ปรับเทียบแล้วบนหน้าจอ CRT อีกต่อไป สะดวกกว่าในการดูว่าเกิดอะไรขึ้นในพาสแบนด์ของการตอบสนองความถี่ของพาธจากต้นทางถึงปลายทางโดยใช้ X1-38 อุปกรณ์นี้มีการปรับเทียบ ATT ในหน่วย Db และหน้าจอมีขนาดใหญ่และชัดเจนยิ่งขึ้น น่าเสียดายเพียงอย่างเดียวคือมันให้การดำเนินการเชิงเส้นเท่านั้น ความไม่สม่ำเสมอในพาสแบนด์ของตัวเลือกตัวกรอง 4+4 และ 6+4 ซึ่งได้รับการปรับเพิ่มเติมบนบอร์ดนั้นจะต้องไม่เกิน 2Db การตอบสนองความถี่ไม่สม่ำเสมอในบอร์ด US5EI เกือบ 10Db

บทสรุป.

มันแนะนำตัวเองจาก "งานห้องปฏิบัติการ" เหล่านี้ ตัวกรองควอตซ์แบบโฮมเมดใด ๆ โดยไม่คำนึงถึงจำนวนควอตซ์ "ต้องการ" การปรับแต่งเพิ่มเติมเมื่อติดตั้งในบอร์ด แน่นอนว่า การซื้อชุดฟิลเตอร์ในราคา 10 เหรียญสหรัฐ บัดกรีเข้ากับบอร์ด บิดแกนของคอยล์ที่อยู่ใกล้กับฟิลเตอร์มากที่สุดแล้วออกไปได้เลย - ไมโครโฟน "ติดฟัน" - "ถึงทุกคน ทุกคนในเอเชีย และรัฐบอลติก”... อนิจจาคุณจะต้องทำให้คนรัก “ชีวิตที่เรียบง่าย” ผิดหวัง” ก่อนอื่น คุณคาดหวังอะไรจากตัวกรองควอตซ์ที่มีราคา 10 เหรียญสหรัฐ ขณะอยู่ที่ "นิทรรศการวิทยุ" ในเมืองฟรีดริชซาเฟน (เยอรมนี) ฉันกำลังมองหาส่วนประกอบสำหรับ TRX โดยเฉพาะและค้นหาตัวกรอง 9 MHz (จากข้อเสนอหลายร้อยรายการ) จากบริษัทในอังกฤษบางแห่งในราคา 30 คะแนน แต่คุณภาพของผลิตภัณฑ์เหล่านี้ .. ตัวกรองควอทซ์ที่ถูกที่สุดซึ่งคล้ายกันอยู่แล้ว ตามลักษณะของมัน สิ่งที่เราต้องการจริงๆ มีราคามากกว่าหนึ่งโหลเครื่องหมาย เอาล่ะ เราจะไม่พูดถึงเรื่องเศร้าที่นี่ในตอนนี้...

ต้องจำไว้ว่าตัวกรองควอทซ์ที่ประกอบขึ้นตามวงจรแลดเดอร์มีความสำคัญอย่างยิ่งต่อพารามิเตอร์ของการลดหลั่นระหว่างตัวกรองที่จะเชื่อมต่อ การเบี่ยงเบนเล็กน้อยใด ๆ (แม้จะมองแวบแรก) จากโหลด R หรือ C ที่ระบุซึ่งได้รับบนม้านั่งระหว่างการผลิตตัวกรองทำให้เกิดการเปลี่ยนแปลงในการตอบสนองความถี่และมีแนวโน้มว่าจะไม่ไปในทิศทางที่เรา "ต้องการ" ยิ่งไปกว่านั้น เพิ่ม "ปฏิกิริยา" ของความจุและการเหนี่ยวนำของน้ำตกที่นี่ - ในที่สุดเราก็ได้ - "เช่นเคย"... ตัวอย่างที่เด่นชัดของสิ่งนี้จะได้ยินในช่วงความถี่ต่ำในตอนเย็น.....

ตามประสบการณ์แสดงให้เห็นว่าสถานการณ์ไม่ได้ "เลวร้าย" มากจนเราควรละทิ้งตัวกรองแบบโฮมเมดไปเลย เมื่อติดตั้งบนบอร์ดคุณจะต้องเลือกตัวต้านทานโหลด (R8, R15) และตัวเก็บประจุภายนอก 1-2 ตัวในตัวกรอง ตัวอย่างเช่น หลังจากการเรียงซ้อนบนสวิตช์สนาม VT1 ส่วนใหญ่แล้วซีรีส์ความจุ C7 ที่อินพุต ZQ จะถูกตัดออกและแทนที่ด้วยจัมเปอร์ และตัวเก็บประจุตัวถัดไป C8 จะต้องมีการลดความจุ เช่นเดียวกับตัวนำทั้งสองที่อีกด้านหนึ่งของตัวกรอง (C11, C10) - คุณต้องเลือกพวกมันในวงจรเชื่อมต่อเฉพาะ (อ่าน - โดยการค้นหา "ฉันทามติ" บางอย่างระหว่างคุณภาพการทำงานที่ต้องการของน้ำตกบน VT3 และการตอบสนองความถี่ของตัวกรอง) ควรสังเกตว่าจะง่ายกว่ามากเพื่อให้แน่ใจว่าการตอบสนองความถี่ด้านบนเรียบในตัวกรองที่มีเพลตน้อยกว่าในตัวกรองแบบหลายช่อง ทีนี้ลองกลับมาที่จำนวนควอตซ์อีกครั้ง ในการออกแบบบอร์ดเดี่ยว ภารกิจหลักคือการลดสัญญาณ "การแทรกซึม" ที่ข้ามตัวกรองให้เหลือน้อยที่สุด ไม่สามารถรับมากกว่า 95-90Db ในตัวเลือกบอร์ด "Portable TRX" ตัวเลือก 6+6 ZQ ก็ได้รับการทดสอบเช่นกัน และไม่จำเป็นต้อง "ร้องไห้อย่างขมขื่น" เกี่ยวกับเรื่องนี้ - ดูการตอบสนองความถี่ของตัวรับส่งสัญญาณซึ่งให้ไว้ในนิตยสาร Radiohobby 2/98 หน้า 29 - Georgy UT5ULB ทำการวัดในอุปกรณ์โซเวียตที่ "เจ๋งที่สุด" (ใน RA3AO)…. จากประสบการณ์ที่สะสมมา แนะนำให้ใช้ 4+4 ในบอร์ดดังกล่าว หากต้องการปรับปรุง "ความเหลี่ยมโดยรวม" ให้ใช้ตัวเลือก 6+4 ได้ มันด้อยกว่าตัวเลือก 4+4 ในแง่ของการลดทอนที่มากขึ้น (โดย 1Db) ในพาสแบนด์ แต่จะดีขึ้นอย่างเห็นได้ชัดทั้งในด้านความชันของทางลาดตอบสนองความถี่และในการลดทอนสัญญาณที่มากขึ้นในแถบหยุด (ประมาณ 10Db) จะเห็นได้ค่อนข้างชัดเจนในรูปที่ 1 หากคุณวางแผนที่จะทำงานกับ TRX ในช่วงความถี่สูงเป็นหลัก - ไม่มีประโยชน์ที่จะใช้ควอตซ์มากกว่า 8 อัน - ในตัวเลือกนี้เราจะได้การตอบสนองความถี่ที่เกือบจะแบนราบ (ความไม่สม่ำเสมอแม้จะตั้งค่าตัวกรองแบบ "ขี้เกียจ" ก็ไม่ได้ เกิน 2Db) และการสูญเสียสัญญาณที่ได้รับน้อยที่สุด หากเราไม่ต้องการ "สูดอากาศ" สูงสุดของตัวรับส่งสัญญาณ แต่ตั้งใจที่จะ "ต่อสู้เพื่อสถานที่ภายใต้ดวงอาทิตย์" บนย่านความถี่ต่ำ เช่นนั้นตัวเลือก 6+4 จะดีกว่า อย่างไรก็ตาม ฉันมั่นใจอีกครั้งถึงความถูกต้องของการใช้ "ตู้รถไฟ" ของน้ำตกที่มีตัวกรองที่ทำจากแผ่นน้อยกว่าแปดแผ่นเมื่อสื่อสารกับ Anatoly UA1OJ หนึ่งในผู้เขียนโปรแกรมสำหรับคำนวณตัวกรองควอตซ์ นี่คือข้อสรุปของเขา - “ฉันไม่เคยพบกับการลดทอนของตัวกรองที่ 2-3Db เลย บ่อยกว่านั้นคือ 6.5-8Db แม้แต่เวอร์ชันสาธิต (เวอร์ชันสาธิตของโปรแกรมคำนวณตัวกรองควอตซ์ การชี้แจง UT2FW) ก็ช่วยตรวจสอบสิ่งนี้ได้ และผลลัพธ์ก็ใกล้เคียงกับการวัดผลในทางปฏิบัติของฉัน” ตัวเลขการลดทอนดังกล่าวมักได้รับในตัวกรอง 8 ช่องจากการสุ่มเลือกหรือไม่ได้เลือกเลย แต่ซื้อสิ่งที่เสนอในตลาดวิทยุ ทีนี้ลองจินตนาการดูว่าหากแสวงหาความสามารถในการคัดเลือกอันโด่งดังในช่องที่อยู่ติดกัน เราจะติดตั้ง "ชุดมาตรฐาน" (ชุดหนึ่งมี 8 และอีกชุดมี 4) ของควอตซ์ดังกล่าว ในความคิดของฉันมันไม่ใช่จำนวนควอตซ์ในตัวกรองเลยที่เราจำเป็นต้องค้นหาปัญหา "ความเข้ากันได้" ของสถานีใกล้เคียง แต่ในคุณภาพการทำงานของขั้นตอนเอาต์พุตของเครื่องส่งสัญญาณ! จะดีแค่ไหนหากติดตั้งตัวกรองหลายบั๊กคุณภาพสูงที่มีตราสินค้าไว้ในตัวรับส่งสัญญาณ - หากเพื่อนบ้านเปิด "มีเขา" สองตัวซึ่ง GK-71 สองตัวสั่นอยู่? ไม่ใช่เรื่องของกำลังขับ แต่เป็นความโง่เขลาของผู้ใช้สัตว์ประหลาด - เมื่อหมุนปุ่มทั้งหมดไปทางขวาจนสุด…. คุณสามารถใช้ GU-84B สองตัวได้และไม่รบกวนเพื่อนบ้านทั้งใกล้หรือไกล หรือคุณสามารถใช้สเตจเอาท์พุตบน GU-29 - "ในโหมดแสงที่ 300V ที่ขั้วบวก - บีบกระแสออกมาครึ่งแอมแปร์" - ผู้ที่ทำงานในช่วงความถี่ต่ำจะเข้าใจฉันอย่างสมบูรณ์…. นั่นเป็นหัวข้อสำหรับบทความอื่น

คงจะเป็นเรื่องน่าสนใจสำหรับสาธารณชนด้านการออกแบบที่จะได้เห็นภายในของ TRX ชนชั้นกลางสมัยใหม่ ฉันจัดเตรียมรูปถ่ายของบอร์ด RX-TX หลักพร้อมกับบล็อกซินธิไซเซอร์ (กล่องป้องกันที่มีคอยล์สามคอยล์ ฝาครอบถูกถอดออกเพื่อดูด้านใน) FT-817 ซึ่งฉันใช้เป็นตัวรับสัญญาณควบคุม เปิดและทำงานในย่านความถี่ 0.1-156MHz, 420-470MHz เห็นได้ชัดว่าในฐานะมือสมัครเล่นในการบัดกรี ฉันสนใจที่จะสำรวจคุณลักษณะของมัน กล่าวโดยสรุป การตอบสนองความถี่ของเส้นทางการรับด้วยตัวกรองจาก muRata CFJ455K สอดคล้องกับการตอบสนองความถี่ของ “Portable TRX” กับเมนบอร์ดหมายเลข 2 โดยประมาณ ตัวกรองที่มีตราสินค้าจะมีรูปสี่เหลี่ยมผืนผ้าสูงกว่าเล็กน้อยที่ด้านข้างของความลาดเอียงด้านล่าง - ซึ่งจะสังเกตได้ชัดเจนเมื่อฟังการออกอากาศ แต่ลองถามถึงราคาของตัวกรองดังกล่าว - แล้วจึงสรุปว่าอะไรดีกว่าและอะไรแย่กว่า...

FT-817 จากยาเอสุ

บริษัทได้ประกาศกำลังเอาท์พุตของอุปกรณ์นี้เป็น 5W แต่ในความเป็นจริงแล้ว ในโหมด SSB จะเป็น 2.8W ดังนั้นคุณจะไม่สามารถรับเอาท์พุตออนแอร์ได้มากนัก ฉันกำลังค่อยๆ เตรียมการออกแบบที่เสร็จสมบูรณ์สำหรับไซโลภายนอกที่มี Pout สูงถึง 200W สำหรับ TRX ดังกล่าว ในกล่องเดียวขนาด 1:1 เป็น "Portable TRX" ประกอบด้วยไซโล ระบบควบคุม มิเตอร์ SWR และอุปกรณ์จ่ายไฟ ข้อมูลเกี่ยวกับความพร้อมจะปรากฏบนเว็บไซต์ของฉันและน่าจะอยู่ในนิตยสาร Radiohobby เนื่องจากจะเตรียมสิ่งพิมพ์ได้เร็วที่สุด หรือบางทีหากมีเวลาและความปรารถนาสำหรับสิ่งนี้และบทความรีวิวโดยละเอียด FT-817 คือ “กล่องสบู่” แบบไหน และควร “บริโภค” กับอะไร??? ยิ่งไปกว่านั้น สามารถทำการเปรียบเทียบจริงของ FT-817 กับ FT-100D, TS-870 ได้ในระยะเวลาหนึ่ง และแน่นอนว่าได้สรุปข้อสรุป (อย่างน้อยก็สำหรับตัวฉันเอง J)

“ตัวทวนสัญญาณ” บางตัวสังเกตเห็นแถบด้านข้างที่ไม่ทำงาน “ไม่ถูกระงับ” ในเวอร์ชัน 4+4 โดยเฉพาะอย่างยิ่งโดยการเพิ่มขีดจำกัดสัญญาณให้สูงสุด ไม่น่าแปลกใจกับการใช้ตัวกรองดังกล่าว ความลาดเอียงด้านล่างของตัวกรองขั้นบันไดถูกขันให้แน่น และส่วนหนึ่งของแถบด้านข้างที่ไม่ทำงาน "คลานผ่าน" คำถามเดียวคือจะระงับมันได้อย่างไร ทั้งนี้ขึ้นอยู่กับการลดความถี่ ในรูปที่ 1 เส้นแนวตั้งแสดงตำแหน่งโดยประมาณของความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิง (ปกติ 300-400 Hz ใต้จุดบนความชันล่างที่ระดับ -6 dB) บนความชันล่างของตัวกรอง - Fop . คุณต้องมีความชันที่ต่ำกว่าของการตอบสนองความถี่ซึ่งให้การระงับอย่างน้อย 50Db ที่ความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิง (นี่คือตัวกรองหลายบัคเหล่านั้นที่อธิบายไว้ข้างต้น) - หากคุณตั้งภารกิจให้ตัวเองปราบปราม “ ผลข้างเคียงทั้งที่เป็นไปได้และนึกไม่ถึง” ในคราวเดียว ในเวอร์ชันของตัวกรอง 4 ช่อง การปราบปรามในบริเวณใกล้เคียงของความถี่อ้างอิงคือ 18-20Db และในตัวกรอง 6 ช่องคือ 22-30Db ดังนั้นหากเราเพิ่มขีด จำกัด สูงสุดของสัญญาณและส่งผ่าน 4 ควอตซ์และยังขยายสัญญาณดังกล่าวด้วยหลอด GU81M (ในโหมด "แสง" - ที่ 1500V ที่ขั้วบวก! L) - เพื่อนบ้านจะ "ยินดี ”... ฉันได้เตือนเรื่องนี้แล้วในคำอธิบาย “Portable TRX” ด้านล่างนี้ ฉันให้ "รูปภาพ" ที่คำนวณตามทฤษฎีของ ZQ หกคริสตัลหนึ่งตัวและการตอบสนองความถี่แบบรวมบนกราฟหนึ่งของตัวกรองคริสตัลสามหรือสี่หกคริสตัล

เราไม่ควรพูดถึงการระงับด้านที่ไม่ทำงาน "เพียงแค่" แต่เกี่ยวกับการระงับมันขึ้นอยู่กับ detuning ที่สัมพันธ์กับความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิง เห็นได้ชัดว่าการระงับจะแตกต่างออกไปเมื่อลดความถี่อ้างอิงลง เช่น ที่ 500Hz หรือ 3KHz ประมาณตรงกลางของพาสแบนด์เสมือน (ลองนึกภาพการตอบสนองความถี่มิเรอร์ของตัวกรองทางด้านซ้ายของความถี่อ้างอิง) ของไซด์แบนด์ที่ "ไม่ถูกระงับ" จะต่ำกว่าความถี่ออสซิลเลเตอร์อ้างอิง 2 KHz ซึ่งอยู่ใน 6-คริสตัลที่คำนวณตามทฤษฎี ความถี่ตัวกรอง 8860.5 MHz - การลดทอนของมันคือ -70 dB ซึ่งค่อนข้างเพียงพอสำหรับตัวรับส่งสัญญาณประเภทนี้ แน่นอนว่าในความเป็นจริงมันมักจะแย่ลงซึ่งเกี่ยวข้องกับทั้งคุณภาพการผลิตตัวกรองและคุณภาพการผลิตและการกำหนดค่าของเมนบอร์ด อย่างไรก็ตามหากคุณต้องการคำนวณและดูการตอบสนองความถี่ของตัวกรองจากคริสตัลควอตซ์ที่ซื้อมาโดยบังเอิญในตลาดวิทยุและไม่มีความปรารถนาที่จะสร้างมันขึ้นมาก่อน (เพราะคุณขี้เกียจเกินไปและไม่มีเลยจริงๆ เครื่องมือ) เพื่อจุดประสงค์นี้ ฉันขอแนะนำให้ให้ความสนใจอย่างใกล้ชิดกับโปรแกรมสำหรับการคำนวณตัวกรองควอตซ์ ซึ่งเป็นเวอร์ชันสาธิตที่ Anatoly UA1OJ มอบให้ฉันในระหว่างการจัดทำบทความนี้ โปรแกรมนี้ไม่เพียงถูกรวบรวมโดยโปรแกรมเมอร์ที่จินตนาการอย่างคลุมเครือว่า "กล่องเหล็กเล็กๆ เหล่านี้คืออะไร" แต่ยังอยู่ภายใต้การดูแลของผู้ปฏิบัติงานวิทยุที่รู้โดยตรงว่า "กล่อง" ดังกล่าวประกอบกันอย่างไร แม้ว่าฉันจะมีความใกล้ชิดกับการผลิตจริงและการทดสอบการตอบสนองความถี่บนอุปกรณ์ที่มีการออกแบบตัวกรองจริงมากกว่าการ "สร้างทฤษฎี" โดยใช้ปุ่มคอมพิวเตอร์…..

การตอบสนองความถี่ตั้งแต่ต้นทางถึงปลายทางของ TRX RA3AO วัดโดย Georgy UT5ULB -

เมื่อตรวจสอบและตั้งค่าเส้นทาง IF ด้วยตัวกรองควอทซ์หรือตัวกรองควอทซ์แต่ละตัว นักวิทยุสมัครเล่นส่วนใหญ่มีปัญหาในการรับสัญญาณทดสอบ ไม่สามารถวัดพารามิเตอร์ทางอ้อมโดยใช้ตัวผสมตัวรับได้เสมอไป เครื่องกำเนิดการวัดแบบมัลติฟังก์ชั่นมีไม่ครบทุกเครื่องและราคาไม่แพงนักซึ่งครอบคลุมช่วงความถี่ 30...90 MHz หรือความเสถียรของเครื่องกำเนิด RF ทั่วไป (ที่มีฟังก์ชัน GFC) จะไม่อนุญาตให้วัดและปรับคุณลักษณะของตัวกรองควอตซ์ได้อย่างแม่นยำ . แต่บ่อยครั้งที่ไม่มีอุปกรณ์ดังกล่าวและการซื้อเครื่องกำเนิดไฟฟ้าราคาแพงสำหรับงานนี้ก็ไม่มีเหตุผล

บทความนี้จะอธิบายออสซิลเลเตอร์ที่ควบคุมแรงดันไฟฟ้า (VCO) สองช่องสัญญาณที่มีช่วงการปรับค่าเล็กน้อย (หลายสิบกิโลเฮิรตซ์) ความถี่กลาง 2...90 MHz ความต้านทานเอาต์พุต 50 โอห์ม และสัญญาณเอาต์พุตที่มีจุดสูงสุด - ช่วงถึงจุดสูงสุด 100...300 mV. อุปกรณ์นี้ได้รับการออกแบบมาให้ทำงานเป็นส่วนหนึ่งของเครื่องวัดการตอบสนองความถี่ แทนที่จะเป็นเครื่องวัดการตอบสนองความถี่ และยังสามารถทำงานร่วมกับเครื่องกำเนิดสัญญาณฟันเลื่อยอื่นได้อีกด้วย

เพื่อให้ได้การทำงานที่เสถียรของ VCO จึงมีการใช้ตัวสะท้อนเสียงเซรามิกราคาไม่แพงและเข้าถึงได้เป็นองค์ประกอบการตั้งค่าความถี่สำหรับความถี่ 2...12 MHz และการคูณความถี่เพิ่มเติม แน่นอนว่าฐานองค์ประกอบที่ทันสมัยจะทำให้สามารถแก้ไขปัญหาเดียวกันได้โดยใช้เครื่องกำเนิด DDS หรือเครื่องกำเนิดไฟฟ้าที่มี PLL (พร้อมไมโครคอนโทรลเลอร์และซอฟต์แวร์ที่เกี่ยวข้อง) แต่ความซับซ้อนของอุปกรณ์ดังกล่าวจะเกินความซับซ้อนของอุปกรณ์ที่กำลังทดสอบ ดังนั้นเป้าหมายคือการสร้างเครื่องกำเนิดไฟฟ้าอย่างง่ายโดยใช้องค์ประกอบที่มีอยู่และไม่ต้องจัดการกับการผลิตตัวเหนี่ยวนำ และยังต้องตั้งค่าอุปกรณ์โดยใช้เครื่องมือวัดแบบง่ายๆ

อุปกรณ์แบ่งออกเป็นหน่วยการทำงานแยกกันซึ่งสามารถติดตั้งหรือไม่ก็ได้ ขึ้นอยู่กับความต้องการของเจ้าของ ตัวอย่างเช่น หากคุณมีเครื่องกำเนิด DDS แบบมัลติฟังก์ชั่น คุณจะไม่สามารถประกอบเครื่องกำเนิดไฟฟ้าและใช้เฉพาะตัวคูณความถี่และตัวกรองหลักเพื่อให้ได้ความถี่สุดท้าย เพื่อหลีกเลี่ยงการทำงานที่ไม่เสถียร ฉันแนะนำให้ใช้ไมโครวงจร CMOS โดยเฉพาะของซีรีส์ 74ACxx ในส่วนความถี่สูง

บอร์ดอุปกรณ์ (รูปที่ 1) ที่มีขนาด 100x160 มม. ได้รับการออกแบบในลักษณะที่สามารถทำด้านเดียวได้ (ด้านบนซึ่งมีองค์ประกอบทั้งหมดอยู่ยกเว้นสายจัมเปอร์) หรือสองด้านหากคุณวางแผนที่จะ ใช้อุปกรณ์ที่ความถี่สูงกว่า 25 MHz การกำหนดหมายเลของค์ประกอบบนแผนภาพวงจรและบอร์ดเริ่มต้นด้วยหมายเลขที่กำหนดให้กับโหนดที่รวมองค์ประกอบเหล่านั้นไว้ ในรูป รูปที่ 2 แสดงการติดตั้งองค์ประกอบบนบอร์ดเวอร์ชันด้านเดียว ในกรณีนี้หมุดของวงจรไมโครในแพ็คเกจ DIP จะถูกบัดกรีจากด้านข้างของตัวนำที่พิมพ์ซึ่งต้องได้รับการดูแลเป็นพิเศษ

ข้าว. 1. ขนาดบอร์ดอุปกรณ์ 100x160 มม

ข้าว. 2. การติดตั้งองค์ประกอบบนบอร์ดเวอร์ชันด้านเดียว

ตัวสะท้อนเสียงแบบเซรามิกมีเสถียรภาพความถี่ระยะสั้นที่ดี ซึ่งทำให้สามารถใช้สัญญาณเพื่อตั้งค่าตัวกรองควอทซ์และวัดทางลาดชันได้อย่างน่าเชื่อถือ ช่วงการสะท้อนกลับของตัวสะท้อนดังกล่าวมีลำดับความสำคัญมากกว่าช่วงของควอตซ์ สามารถดึงความถี่ได้ +0.3...-2% ของค่าที่ระบุโดยไม่มีปัญหาใดๆ ในตาราง รูปที่ 1 แสดงพารามิเตอร์หลักของเครื่องสะท้อนเสียงแบบเพียโซเซรามิกที่ซื้อในปี 2558 ในรัสเซียและช่วงการปรับความถี่สำหรับกรณีของการสร้างเครื่องกำเนิดไฟฟ้าตามองค์ประกอบลอจิกของไมโครวงจร 74AC86

ตารางที่ 1

เครื่องสะท้อนเสียงประเภท 1)	ความถี่ที่กำหนด MHz	จำนวนพิน	ความถี่ขั้นต่ำ 2), MHz	ความถี่สูงสุด 3), MHz

1) P - ตัวสะท้อนของซีรีย์ ZTA, PC - ตัวสะท้อนของซีรีย์ ZTT (พร้อมตัวเก็บประจุในตัว), D - ตัวแยกแยะ (สำหรับใช้ในเครื่องตรวจจับ FM) 2) ด้วยตัวเก็บประจุ 280 pF สองตัว 3) ด้วยตัวเก็บประจุ 20 pF สองตัว

ตัวสะท้อนเสียงแบบเซรามิกสำหรับความถี่ที่สูงกว่า (มากกว่า 13 MHz) ได้รับการผลิตโดยใช้เทคโนโลยีที่แตกต่างกันอย่างเห็นได้ชัด และช่วงการปรับความถี่มีขนาดเล็กมาก ตัวสะท้อนเสียงซีรีส์ ZTT มีตัวเก็บประจุในตัว ดังนั้นจึงยากกว่ามากในการปรับแต่งความถี่ และไม่สามารถรับความถี่ที่ระบุได้เสมอไป

ในตาราง เลข 2 แสดงค่าความถี่ IF ที่พบบ่อยที่สุดในอุปกรณ์รับวิทยุ (RPU) และตัวรับส่งสัญญาณต่างๆ รวมถึงตัวเลือกสำหรับการสร้างความถี่เหล่านี้โดยใช้เครื่องสะท้อนเสียงแบบเซรามิก การวิเคราะห์ค่าสัมประสิทธิ์การคูณหรือการหารที่ต้องการจะเผยให้เห็นถึงความจำเป็นในการใช้การคูณด้วยสองเพื่อขยายจำนวนตัวเลือกที่เป็นไปได้และรับประกันคุณภาพของสัญญาณ

ตารางที่ 2

ถ้า, เมกะเฮิรตซ์	แอปพลิเคชันหลัก	ความถี่เครื่องกำเนิด MHz
ถ้า, เมกะเฮิรตซ์	แอปพลิเคชันหลัก	ตัวเลือกที่ 1	ตัวเลือกที่ 2	ตัวเลือกที่ 3	ตัวเลือกที่ 4
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	เครื่องรับส่งสัญญาณแบบโฮมเมด
	มาตรฐาน
	ตัวรับส่งสัญญาณไอซี R-75
	เครื่องรับส่งสัญญาณ CB
	มาตรฐาน
	พลเรือน RPU
	มาตรฐาน

	เครื่องรับส่งสัญญาณ YAESU
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	หน่วยควบคุมครัวเรือน
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	หน่วยควบคุมครัวเรือน

	เครื่องรับส่งสัญญาณไอคอม
	อาร์พียู บริแกนทีน
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	ตัวรับส่งสัญญาณไอซี R-75
	เครื่องรับส่งสัญญาณ

	RPU EKD(จีดีพี)
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	เครื่องรับส่งสัญญาณ
	ชุดควบคุมวิทยุแบบโฮมเมด

เพื่อให้เข้าใจถึงการทำงานของตัวคูณความถี่ที่เสนอ ผมจะนำเสนอพารามิเตอร์ที่สำคัญของสเปกตรัมของสัญญาณเอาท์พุตขององค์ประกอบลอจิก CMOS ซีรีส์ 74AC โดยย่อ องค์ประกอบความเร็วสูงเหล่านี้ทำงานด้วยแรงดันไฟฟ้า 2...6 V และไม่มีโหลดแบบคาปาซิทีฟ เวลาที่เพิ่มขึ้นขั้นต่ำของพัลส์เอาท์พุตคือ 1 ns ซึ่งทำให้สามารถรับส่วนประกอบสเปกตรัมที่มีนัยสำคัญได้ถึงความถี่ 250 เมกะเฮิรตซ์ ในเวลาเดียวกันความต้านทานเอาต์พุตขององค์ประกอบจะอยู่ที่ประมาณ 25 โอห์มซึ่งทำให้ได้รับพลังงานที่สำคัญจากส่วนประกอบฮาร์มอนิกที่สูงขึ้นได้ง่ายขึ้น คุณลักษณะการถ่ายโอนขององค์ประกอบลอจิกของซีรีส์นี้มีความสมมาตร และระยะเอาท์พุตมีความสามารถในการรับน้ำหนักและความเร็วในการเปลี่ยนเท่ากันสำหรับกระแสรั่วและจม ดังนั้นสัญญาณเอาท์พุตขององค์ประกอบลอจิกและฟลิปฟล็อปของซีรีส์ 74ACxx ที่มีความถี่สูงถึง 30 MHz จึงถือว่าเหมาะสมที่สุด และกฎทางคณิตศาสตร์ทั้งหมดที่เกี่ยวข้องกับสเปกตรัมของสัญญาณพัลส์สามารถนำไปใช้ในทางปฏิบัติได้ด้วยความแม่นยำสูง

สัญญาณสี่เหลี่ยมที่มีระยะเวลาพัลส์เท่ากัน t และหยุดชั่วคราว t p คือสิ่งที่เรียกว่าคลื่นสี่เหลี่ยม (ตัวประกอบหน้าที่ Q = T/t และ = 2 โดยที่ T คือระยะเวลาการเกิดซ้ำของพัลส์ T = t และ +t p แต่บางครั้งคำว่า " มีการใช้รอบการทำงาน” โดยรอบการทำงานผกผัน K = 1/Q) มีอยู่ในสเปกตรัม นอกเหนือจากฮาร์มอนิกตัวแรก (F 1 = 1/T - ความถี่พื้นฐาน) รวมถึงฮาร์โมนิคคี่ (2n+ 1)F 1 โดยที่ n = 1, 2, 3.... ในทางปฏิบัติ การปราบปรามของฮาร์โมนิกที่เป็นเลขคู่สามารถเข้าถึง 40 dB โดยไม่ต้องใช้มาตรการพิเศษและเพื่อให้ได้การปราบปรามสูงถึง 60 dB จำเป็นต้องมั่นใจในเสถียรภาพในระยะยาว ของพารามิเตอร์ขององค์ประกอบโดยใช้ OOS และด้วยการปรับอย่างระมัดระวังเพิ่มเติม

ประสบการณ์ได้แสดงให้เห็นว่าตัวแบ่งความถี่ออกเป็นสอง (D flip-flop และ JK flip-flop ของซีรีส์ 74ACxx รวมถึงตัวแบ่งความถี่ 74AC4040) ที่ความถี่สูงถึง 4 MHz ให้การปราบปรามดังกล่าวสูงถึง 60 dB ที่ความถี่เอาต์พุต 30 MHz จะลดลงเหลือ 30 dB และที่ความถี่สูงกว่า 100 MHz จะไม่มีการปราบปรามฮาร์โมนิกอย่างเด่นชัด

คลื่นสี่เหลี่ยมจึงมีความสำคัญเป็นพิเศษในตัวคูณความถี่ เนื่องจากความบริสุทธิ์สัมพัทธ์ของสเปกตรัม ซึ่งทำให้ตัวกรองที่ตามมาทำได้ง่ายขึ้น ด้วยเหตุนี้ อุปกรณ์ที่นำเสนอจึงมีองค์ประกอบสำหรับการปรับความสมมาตรของสัญญาณ คุณลักษณะเอาต์พุตที่เกือบจะสมบูรณ์แบบขององค์ประกอบซีรีส์ 74ACxx ช่วยให้ได้รูปทรงสัญญาณที่ต้องการโดยการวัดแรงดันไฟฟ้ากระแสตรงเฉลี่ยที่เอาต์พุตโดยไม่ต้องใช้เครื่องวิเคราะห์สเปกตรัมโดยใช้องค์ประกอบการปรับ การปราบปรามฮาร์โมนิคแม้กระทั่งสูงถึง 40...50 dB ที่ความถี่สูงถึง 20 MHz สามารถทำได้โดยไม่มีปัญหา

สามารถวัดรอบการทำงาน (ปัจจัยหน้าที่) ของสัญญาณเอาท์พุตได้โดยใช้มัลติมิเตอร์แบบดิจิตอลในโหมดการวัดแรงดันไฟฟ้ากระแสตรง (อินพุต R ≥ 10 MΩ) โดยไม่ต้องเปลี่ยนขีดจำกัดการวัด (รูปที่ 3) ขั้นแรกให้ปรับเทียบมัลติมิเตอร์โดยเชื่อมต่อผ่านตัวต้านทานที่มีความต้านทาน 33...100 kOhm กับสายไฟ (เชื่อมต่อกับขั้วที่สอดคล้องกันของไมโครวงจรโดยตรง) เนื่องจากความต้านทานอินพุตของมัลติมิเตอร์คือ 10 MOhm การอ่าน (สหราชอาณาจักร) จะน้อยกว่าแรงดันไฟฟ้า 0.3...1% ตัวต้านทานพร้อมกับความจุทั้งหมดของสายไฟและอินพุตมัลติมิเตอร์จะสร้างตัวกรองความถี่ต่ำผ่านสำหรับสัญญาณความถี่สูง หากมีสัญญาณพัลส์โดยที่ Q = 2 ที่เอาต์พุตขององค์ประกอบลอจิก มัลติมิเตอร์จะแสดง U ออก = 0.5U k ในรูป รูปที่ 4 แสดงสเปกตรัมของสัญญาณที่เอาต์พุตของเครื่องกำเนิดของวงจรไมโคร 74AC86 โดยไม่มีมาตรการปรับสมดุลพิเศษใด ๆ การปราบปรามของฮาร์มอนิกที่สองสัมพันธ์กับตัวแรกคือประมาณ 36 เดซิเบล สิ่งนี้ไม่ดีนักสำหรับการทำงานกับตัวคูณความถี่

ข้าว. 3. การวัดรอบการทำงาน (ปัจจัยหน้าที่) ของสัญญาณเอาท์พุต

ข้าว. 4. สเปกตรัมสัญญาณที่เอาต์พุตตัวกำเนิดของไมโครวงจร 74AC86

หากความสมมาตรของสัญญาณเอาท์พุตถูกรบกวน ส่วนประกอบสเปกตรัมอื่นๆ อาจถูกระงับได้ ตัวอย่างเช่น เมื่อ Q = 3 (รูปที่ 5) ฮาร์โมนิคที่เป็นทวีคูณของสามจะถูกระงับในสัญญาณเอาท์พุต (รูปที่ 6) การสร้างโหมดดังกล่าวทำได้โดยใช้มัลติมิเตอร์ แต่คุณเพียงแค่ต้องได้รับแรงดันไฟฟ้าเฉลี่ย U out = 0.333U k (หรือ 0.666U k) ตัวเลือกนี้น่าสนใจเป็นพิเศษหากคุณต้องการคูณสองหรือสี่ ที่ฮาร์โมนิคที่สูงขึ้น ต้นทุนของตัวกรองทำให้การใช้งานตัวเลือกนี้ในทางปฏิบัติเป็นเรื่องยาก

ข้าว. 5. สเปกตรัมสัญญาณ

ข้าว. 6. สเปกตรัมสัญญาณ

ดังนั้นคลื่นสี่เหลี่ยมจึงเหมาะอย่างยิ่งสำหรับการรับสัญญาณฮาร์โมนิกคี่ของสัญญาณจนถึงค่าที่เจ็ด อันที่สูงกว่านั้นถูกลดทอนลงอย่างมากแล้ว และการสกัดพวกมันจะต้องใช้ตัวกรองและแอมพลิฟายเออร์ที่ซับซ้อน ฮาร์โมนิคตัวที่สองและสี่จะได้มาดีที่สุดด้วยรอบการทำงานของสัญญาณเอาท์พุต Q = 3 หากจำเป็นต้องใช้ฮาร์โมนิคใกล้เคียงทั้งหมดในสเปกตรัม คุณจะต้องตั้งค่า Q = 2.41 (K = 41.5%)

มีหมายเหตุสำคัญอยู่ที่นี่ บางครั้งมันเกิดขึ้นว่าการรบกวนจากออสซิลเลเตอร์ในพื้นที่หรือระบบ PLL ของไมโครคอนโทรลเลอร์นั้น "หลงทาง" ในเครื่องรับ ด้วยการเลือกรอบการทำงานของสัญญาณนาฬิกาอย่างชำนาญ คุณสามารถระงับฮาร์โมนิคที่รบกวนบางส่วนได้ แต่โดยทั่วไป พื้นหลังโดยรวมของฮาร์โมนิคจากสัญญาณนาฬิกาสามารถลดลงได้ หากโดยค่าเริ่มต้น รอบการทำงานถูกกำหนดไว้ที่ Q = 2 พอดี

อุปกรณ์ที่นำเสนอส่วนใหญ่ใช้องค์ประกอบลอจิก CMOS ที่ทำงานในโหมดเชิงเส้น สำหรับสิ่งนี้ จะใช้โหมดอินเวอร์เตอร์ (หากองค์ประกอบเป็นแบบสองอินพุต อินพุตที่สองจะเชื่อมต่อกับสายไฟทั่วไปหรือสายไฟ) และป้อนกลับ DC (รูปที่ 7) เพื่อรักษาจุดการทำงานไว้ตรงกลางของ ลักษณะการถ่ายโอน ตัวต้านทาน R3 ให้ OOS และด้วยความช่วยเหลือของตัวต้านทาน R1 และ R2 คุณสามารถเปลี่ยนตำแหน่งของจุดปฏิบัติการในลักษณะการถ่ายโอนได้ วงจรนี้ยังช่วยให้คุณปรับสมดุลองค์ประกอบลอจิกของซีรีย์ 74xCTxx ซึ่งมีเกณฑ์การสลับประมาณ 1.2 V (ด้วยแรงดันไฟฟ้า 3.3 V) เกณฑ์สำหรับการตั้งค่าที่ถูกต้องคือการตั้งค่าแรงดันเอาต์พุตเป็น 50% ของแหล่งจ่ายไฟ ความต้านทานของตัวต้านทาน R2 ถูกเลือกให้ใหญ่ที่สุดเท่าที่จะเป็นไปได้เพื่อให้มีอิทธิพลต่อวงจรสัญญาณอินพุตน้อยลง

ข้าว. 7. แผนภาพอุปกรณ์

ความชันของคุณลักษณะการถ่ายโอนสอดคล้องกับแรงดันไฟฟ้าที่เพิ่มขึ้นที่ 30...40 dB ดังนั้นสัญญาณอินพุตที่มีแรงดันไฟฟ้าหลายสิบมิลลิโวลต์จึงทำให้เกิดการเปลี่ยนแปลงเอาต์พุตจากศูนย์เป็นสูงสุด เพื่อลดเสียงรบกวนเมื่อเปลี่ยนจากสถานะหนึ่งไปอีกสถานะหนึ่ง จะต้องระบุอัตราการเพิ่มขึ้นของสัญญาณที่แน่นอนที่อินพุต (สำหรับซีรีส์ 74ACxx - ประมาณ 125 mV/ns) ในกรณีนี้ มีความถี่ขีดจำกัดล่างซึ่งเสียงรบกวนหรือการกระตุ้นตัวเองจะไม่เกิดขึ้นระหว่างการเดินผ่านส่วนแอคทีฟของลักษณะเฉพาะ

หากเปิดใช้งานวงจร LC แบบขนานที่อินพุตลอจิกเกต จะสามารถจ่ายสัญญาณอินพุตความถี่ต่ำได้โดยไม่ก่อให้เกิดเสียงรบกวน ด้วยแรงดันไฟฟ้า 3.3 V ที่ความถี่ 3 MHz ค่าสวิงแรงดันไฟฟ้าขั้นต่ำคือ 0.5...1 V ในการทำงานที่ความถี่ต่ำกว่า จำเป็นต้องใช้องค์ประกอบลอจิกของซีรีส์ 74HCxx, MM74Cxx, 40xx

ขึ้นอยู่กับองค์ประกอบพิเศษหรือ (ชิป 74AC86) คุณสามารถสร้างตัวคูณความถี่ด้วยสองได้อย่างง่ายดายหากสัญญาณถูกนำไปใช้กับอินพุตหนึ่งโดยตรงไปยังอินพุตอื่นผ่านเส้นหน่วงเวลาตามวงจร RC (รูปที่ 8) หากค่าคงที่เวลาของวงจร RC (τ) น้อยกว่าระยะเวลาการทำซ้ำของพัลส์ T อย่างมีนัยสำคัญ เราจะได้พัลส์สั้นที่เอาต์พุตโดยแรงดันอินพุตแต่ละครั้งลดลง กล่าวคือ จำนวนพัลส์ (และความถี่ของพัลส์) จะเพิ่มขึ้นสองเท่า เมื่อความล่าช้า (ค่าคงที่เวลาของวงจร RC) บนตัวเก็บประจุ C1 เพิ่มขึ้นสัญญาณจะกลายเป็นสามเหลี่ยมและแอมพลิจูดลดลงดังนั้นความแม่นยำในการสลับจึงลดลงและคุณภาพของสัญญาณลดลง - ด้านหน้า "ลอย" พร้อมสัญญาณรบกวน ตัวคูณดังกล่าวทำงานได้อย่างเสถียรที่ τ

ข้าว. 8. ตัวคูณความถี่

สเปกตรัมสัญญาณเอาท์พุตจะสะอาดยิ่งขึ้นในกรณีของ Q = 3 (รูปที่ 9) ในกรณีนี้ตัวคูณจะ "ให้" ฮาร์โมนิคที่เอาต์พุตที่ความถี่ 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 เป็นต้น) เฉพาะฮาร์โมนิคที่ 2F 1 และ 4F 1 เท่านั้นที่มีความสำคัญในทางปฏิบัติ และการปราบปรามฮาร์โมนิคที่มีความถี่ F 1, 3F 1, 5F 1 และ 6F 1 ช่วยได้ ด้วยการตั้งค่านี้ เอาต์พุตควรเป็น U out = 0.333U k

ข้าว. 9. สเปกตรัมเอาต์พุต

ข้าว. 10. สเปกตรัมสัญญาณ

แผนภาพบล็อกของเครื่องกำเนิดการวัดจะแสดงในรูปที่ 1 11. วงจรนี้มีเครื่องกำเนิดไฟฟ้าสองตัว (G1, G2) ที่มีการออกแบบเดียวกันเพื่อขยายการทำงานของอุปกรณ์ หลังจากนั้นการคูณความถี่ระดับกลางจะเกิดขึ้นในตัวคูณความถี่ U1 หรือตัวคูณความถี่ U2 ตัวคูณคือหนึ่ง สอง สาม หรือสี่ นอกจากนี้ ในตัวคูณความถี่-ตัวหาร U1 ความถี่สัญญาณสามารถหารด้วยสองหรือสี่ก่อนที่จะคูณ ในมิกเซอร์ที่เอาต์พุตขององค์ประกอบ DD1 และหลังตัวกรองความถี่ต่ำผ่าน Z3 (ความถี่คัตออฟ - 100 kHz) สัญญาณจะถูกสร้างขึ้นที่ความถี่ F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 | มิกเซอร์ยังทำงานบนฮาร์โมนิคด้วย

ข้าว. 11. บล็อกไดอะแกรมของเครื่องกำเนิดการวัด

โมดูเลเตอร์ประกอบด้วยองค์ประกอบ DD2, DD3, Z1 และ Z2 ซึ่งสร้างวงจรการทำงานของสัญญาณที่จำเป็นสำหรับขั้นตอนการคูณสุดท้าย ด้วยรอบการทำงาน Q = 2 ไม่จำเป็นต้องใช้องค์ประกอบ Z1 และ Z2 DD4 และ DD5 ทำงานเป็นบัฟเฟอร์แอมพลิฟายเออร์ นอกจากนี้ยังสามารถปรับพัลส์ได้

เครื่องกำเนิด G3 สร้างพัลส์สั้น ๆ เพื่อจำลองสัญญาณรบกวนแบบอิมพัลส์ โดยจะถูกเปิดใช้งานโดยสัญญาณ SPON ในระดับสูง หากความถี่ลดลง 100...1,000 เท่า (โดยการเพิ่มความจุของตัวเก็บประจุที่เกี่ยวข้อง) พลศาสตร์ของ AGC หรือตัวลดเสียงรบกวนสามารถปรับได้ใน RPU

เมื่อใช้ฟิลเตอร์ Z4 และ Z5 ฮาร์มอนิกที่ต้องการจะถูกแยกออก และแอมพลิฟายเออร์ A2 และ A3 จะให้สัญญาณตามระดับที่ต้องการ ที่เอาต์พุต GEN-3 คุณสามารถสร้างสัญญาณรวมโดยใช้จัมเปอร์ S1 และ S2

หน่วยจ่ายไฟ (PSU) จ่ายแรงดันไฟฟ้า 3.3 V ให้กับส่วนประกอบอุปกรณ์ และยังมีเอาต์พุตแรงดันไฟฟ้า +3.9 V สำหรับจ่ายไฟให้กับอุปกรณ์พลังงานต่ำที่กำลังทดสอบ (วิทยุ TECSUN, DEGEN ฯลฯ) อินพุต ของแหล่งจ่ายไฟสามารถจ่ายแรงดันไฟฟ้า +5 V จากพอร์ต USB หรือเครื่องชาร์จของโทรศัพท์มือถือ รวมทั้งจากแหล่งจ่ายไฟหลักที่ไม่เสถียรซึ่งมีแรงดันเอาต์พุต 5...15 V กระแสไฟที่ใช้โดยอุปกรณ์ ขึ้นอยู่กับความถี่ของเครื่องกำเนิดไฟฟ้า และไม่เกิน 70 mA เมื่อติดตั้งครบชุด

ส่วนถัดไปของบทความจะให้คำอธิบายโดยละเอียดเกี่ยวกับวงจรอุปกรณ์และตัวอย่างเฉพาะของการกำหนดค่าสำหรับการทำงานกับ IF ที่พบบ่อยในชุดควบคุมวิทยุสมัครเล่น

ตัวกรองที่เรียบง่ายและราคาถูกสำหรับ SSB

โวรอนต์ซอฟ เอ. RW6HRM เสนอเป็นทางเลือกแทน EMF เพื่อใช้วงจรกรองควอตซ์ราคาถูกที่เรียบง่ายและที่สำคัญที่สุด บทความนี้มีความเกี่ยวข้องเนื่องจากองค์ประกอบเหล่านี้ขาดแคลนและมีราคาสูง

เมื่อเร็ว ๆ นี้บ่อยครั้งในสิ่งพิมพ์ทางอินเทอร์เน็ตที่มี "น้ำตา" ของนักวิทยุสมัครเล่นมือใหม่พวกเขากล่าวว่ามันยากที่จะได้รับ EMF มันมีราคาแพงตัวกรองควอตซ์ทำยากจำเป็นต้องใช้เครื่องมือ ฯลฯ แท้จริงแล้ว ตอนนี้ค่อนข้างเป็นปัญหาที่จะได้รับ EMF ใหม่ที่ดี สิ่งที่นำเสนอในตลาดมีการใช้งานเชิงลึกโดยไม่มีการรับประกันการทำงานปกติ และเพื่อสร้างตัวกรองควอทซ์แม้แต่กับควอทซ์ที่มีจำหน่ายในท้องตลาดที่ 8.86 MHz โดยไม่มีการควบคุมที่เหมาะสมและ อุปกรณ์วัด "ที่ตาแมว" เป็นไปไม่ได้ เมื่อมองแวบแรก สถานการณ์ไม่ค่อยดีนัก...

อย่างไรก็ตามมีตัวเลือกในการสร้างตัวกรองควอทซ์อย่างง่ายสำหรับเครื่องส่งสัญญาณหรือตัวรับส่งสัญญาณ SSB ความถี่ต่ำและค่อนข้างง่ายและที่สำคัญที่สุดคือราคาไม่แพง แค่เดินผ่านร้านขายวิทยุและดูคริสตัลควอตซ์ "สองขา" ขายสำหรับรีโมทคอนโทรลสำหรับความถี่ตั้งแต่ 450 ถึง 960 kHz ชิ้นส่วนเหล่านี้ทำขึ้นโดยมีความทนทานต่อความถี่ที่สร้างขึ้นค่อนข้างมาก ซึ่งทำให้เรามีสิทธิ์เลือกทั้งความถี่กลางที่ใช้และแบนด์วิดท์ของตัวกรองที่กำลังทำอยู่ ฉันขอจองทันที แนวคิดนี้ไม่ใช่ของฉัน ก่อนหน้านี้ได้รับการทดสอบโดย HARRY LYTHALL นักวิทยุสมัครเล่นชาวสวีเดน SM0VPO และฉันเพียงแจ้งให้คุณทราบ (หลังจากสร้างตัวกรองหลายตัวสำหรับตัวฉันเอง)

ดังนั้นสิ่งที่เราต้องเลือกควอตซ์คือเครื่องกำเนิดสามจุดธรรมดาและเครื่องวัดความถี่หรือเครื่องรับวิทยุที่มีเครื่องวัดความถี่ครอบคลุมย่านความถี่สมัครเล่น 160 เมตร จากกลุ่มควอตซ์ เราต้องเลือกสองตัวที่มีระยะห่างของความถี่ที่สร้างขึ้นที่ 1 - 1.5 kHz หากเราใช้ควอตซ์ที่ความถี่ 455 kHz จะสะดวกที่สุดในการปรับฮาร์มอนิกที่สี่ (ประมาณ 1820 kHz โดยได้ระยะห่าง 4 - 4.5 kHz) และหากเป็น 960 kHz จากนั้นไปที่วินาที (1920 kHz ระยะห่าง 2 - 2, 5 กิโลเฮิรตซ์)

วงจร CL1 ในตัวอย่างนี้คือโหลดของสเตจแอมพลิฟายเออร์ก่อนหน้า ซึ่งเป็นวงจรมาตรฐาน 455 kHz จากเครื่องรับ AM ที่ผลิตในต่างประเทศ คุณยังสามารถใช้ข้อมูลจากวรรณกรรมวิทยุสมัครเล่นสำหรับวงจรโฮมเมดที่ความถี่ 465 kHz ซึ่งลดจำนวนรอบลง 5% จุดบ่งบอกถึงจุดเริ่มต้นของคอยล์สื่อสาร L2 และ L3 โดย 10-20 รอบก็เพียงพอแล้วสำหรับพวกมัน ค่อนข้างเป็นไปได้ที่จะติดตั้งตัวกรองทันทีหลังมิกเซอร์เช่นวงแหวนที่มีไดโอดสี่ตัว ในกรณีนี้คุณจะได้รับหม้อแปลง 1:1:1 ซึ่งสามารถผลิตบนวงแหวน F600 ที่มีเส้นผ่านศูนย์กลางภายนอก 10 - 12 มม. จำนวนรอบของลวดสามเส้นบิด PEL-0.1 - 10 - 30 แน่นอนว่าไม่จำเป็นต้องใช้ตัวเก็บประจุ C ในกรณีของหม้อแปลงไฟฟ้า หากสเตจที่สองของแอมพลิฟายเออร์ถูกสร้างขึ้นบนทรานซิสเตอร์ ตัวต้านทาน 10 kOhm สามารถใช้ในวงจรฐานการตั้งค่ากระแสได้ ดังนั้นจึงไม่จำเป็นต้องใช้ตัวเก็บประจุแยก 0.1 μF และหากใช้ตัวกรองนี้ในวงจรวิทยุธรรมดาก็สามารถตัดตัวต้านทานออกได้

จากกองควอตซ์ที่เหลือ เราต้องเลือกอันที่เหมาะสมสำหรับออสซิลเลเตอร์อ้างอิง หากเราเลือกควอตซ์ที่ 455 kHz เป็นค่าที่ระบุในแผนภาพจากนั้นที่เอาต์พุตตัวกรองเราจะได้แถบด้านข้างที่ต่ำกว่าหากที่ 454 kHz เราจะได้แถบด้านบน หากไม่มีควอตซ์เหลืออยู่ ก็ค่อนข้างเป็นไปได้ที่จะประกอบออสซิลเลเตอร์อ้างอิงโดยใช้วงจรคาปาซิทีฟสามจุดและปรับตัวกรองผลลัพธ์โดยการเลือกความถี่ ในกรณีนี้ เครื่องกำเนิดไฟฟ้าต้องทำมาตรการเพิ่มเติมเกี่ยวกับเสถียรภาพทางความร้อน

การปรับแต่งสามารถทำได้โดยใช้หูโดยใช้ผู้ให้บริการสถานีวิทยุ แต่เราจะมอบความสุขนี้ให้กับ "นักดนตรี" ที่มีประสบการณ์ไม่มากก็น้อย สำหรับการตั้งค่า คงจะดีถ้ามีเครื่องกำเนิดเสียงและออสซิลโลสโคป เราป้อนสัญญาณจากเครื่องกำเนิดเสียงด้วยความถี่ 3 - 3.3 kHz ไปยังเครื่องขยายเสียงไมโครโฟน (สมมติว่าตัวกรองอยู่ในวงจรเครื่องส่งสัญญาณอยู่แล้ว) เชื่อมต่อออสซิลโลสโคปเข้ากับเอาต์พุตของตัวกรองและเปลี่ยนความถี่ของออสซิลเลเตอร์อ้างอิง จนกระทั่งระดับสัญญาณเอาท์พุตหลังตัวกรองลดลงน้อยที่สุด ต่อไป เราจะตรวจสอบขีดจำกัดล่างของการส่งสัญญาณของตัวกรองโดยการใช้ความถี่ 300 เฮิรตซ์จากเครื่องกำเนิดเสียงไปยังอินพุตไมโครโฟน อย่างไรก็ตาม ในการเพิ่มขีดจำกัดล่างของแบนด์วิธการส่งผ่านของแอมพลิฟายเออร์ไมโครโฟนที่ความถี่เสียง ก็เพียงพอแล้วที่จะติดตั้งตัวเก็บประจุทรานซิชันที่มีความจุประมาณ 6800 pF หรือน้อยกว่า และสำหรับขีดจำกัดบน ไม่ว่าในกรณีใด ควรติดตั้งตัวกรอง low-pass แบบลิงก์เดียวเป็นอย่างน้อย

นั่นคือทั้งหมดที่ อย่างที่คุณเห็นคุณจะไม่ต้องเสียค่าใช้จ่ายจำนวนมากในการผลิตตัวกรองนี้และสัญญาณจะค่อนข้างชัดเจน แน่นอนเนื่องจากความเรียบง่ายจึงไม่แนะนำให้ใช้กับเครื่องส่งสัญญาณประเภทที่สองอีกต่อไป แต่สำหรับ 1.8 - 7 MHz จะเกินพอ จากผลการวัดการออกแบบคลาสสิกนี้เกิดขึ้นพร้อมกันอย่างสมบูรณ์กับที่อธิบายไว้ในหนังสืออ้างอิง (เช่นคู่มือคลื่นสั้นของ Bunin และ Yaylenko) - ส่วนล่างของลักษณะค่อนข้างแน่น การลดทอนในพาสแบนด์จะอยู่ที่ประมาณ 1 - 2 เดซิเบล ขึ้นอยู่กับคุณภาพของตัวสะท้อนเสียงที่ใช้ แต่ถ้าคุณพบวิธีที่ถูกกว่าในการออกอากาศกับ SSB (ยกเว้นเฟส) - โปรดแจ้งให้เราทราบ

ปรับปรุงการตอบสนองความถี่ของตัวกรองควอตซ์ "เลนินกราด"

ส. โปปอฟ RA6CS

เมื่อใช้ตัวกรองความถี่จำเป็นต้องคำนึงถึงลักษณะเฉพาะของแอปพลิเคชันด้วย เราได้พูดคุยกันไปแล้วก่อนหน้านี้ว่าตัวกรองที่ใช้งานอยู่ (บ่อยที่สุด) นั้นสะดวกต่อการใช้งานสำหรับการนำตัวกรองความถี่ต่ำผ่านมาใช้ สะดวกในการใช้งานในช่วงความถี่ตั้งแต่หลายร้อยกิโลเฮิรตซ์ถึงหลายร้อยเมกะเฮิรตซ์ การใช้งานตัวกรองเหล่านี้ค่อนข้างสะดวกในการผลิต และในบางกรณีสามารถปรับความถี่ได้ อย่างไรก็ตาม มีความเสถียรของพารามิเตอร์ต่ำ

ค่าความต้านทานของตัวต้านทานในตัวกรองไม่คงที่ โดยจะเปลี่ยนแปลงไปตามอุณหภูมิ ความชื้น หรือเมื่อองค์ประกอบมีอายุมากขึ้น เช่นเดียวกันอาจกล่าวได้เกี่ยวกับค่าความจุของตัวเก็บประจุ เป็นผลให้ความถี่ในการปรับแต่งของเสากรองและปัจจัยด้านคุณภาพเปลี่ยนไป หากมีค่าศูนย์ขยายของตัวกรอง ความถี่ในการปรับก็จะเปลี่ยนไปด้วย จากการเปลี่ยนแปลงเหล่านี้ ตัวกรองจึงเปลี่ยน . พวกเขาพูดถึงตัวกรองที่ "แตกสลาย"

สถานการณ์ที่คล้ายกันนี้เกิดขึ้นกับฟิลเตอร์ LC แบบพาสซีฟ จริงอยู่ ในตัวกรอง LC การขึ้นต่อกันของขั้วหรือความถี่ศูนย์จะขึ้นอยู่กับค่าความเหนี่ยวนำและความจุน้อยกว่า การพึ่งพานี้เป็นสัดส่วนกับรากที่สอง ตรงกันข้ามกับการพึ่งพาเชิงเส้นในวงจร RC ดังนั้นวงจร LC จึงมีเสถียรภาพของพารามิเตอร์มากขึ้น (ประมาณ 10 −3)

ด้วยการใช้มาตรการบางอย่าง (เช่นการใช้ตัวเก็บประจุที่มี TKE เป็นบวกและลบ เสถียรภาพทางความร้อน) เสถียรภาพของพารามิเตอร์ของตัวกรองที่อธิบายไว้สามารถปรับปรุงได้ตามลำดับความสำคัญ อย่างไรก็ตาม การสร้างอุปกรณ์ที่ทันสมัยยังไม่เพียงพอ ดังนั้นตั้งแต่ทศวรรษที่ 40 ของศตวรรษที่ 20 จึงมีการค้นหาวิธีแก้ปัญหาที่มีเสถียรภาพมากขึ้น

ในระหว่างการวิจัย พบว่าการสั่นสะเทือนทางกลโดยเฉพาะในสุญญากาศ มีการสูญเสียน้อยกว่า ฟิลเตอร์ได้รับการพัฒนาบนส้อมเสียงและสายดนตรี การสั่นสะเทือนทางกลถูกกระตุ้นแล้วถูกกำจัดออกโดยตัวเหนี่ยวนำโดยใช้สนามแม่เหล็ก อย่างไรก็ตาม การออกแบบเหล่านี้กลับกลายเป็นว่ามีราคาแพงและยุ่งยาก

จากนั้นการแปลงพลังงานไฟฟ้าให้เป็นการสั่นสะเทือนทางกลก็เริ่มทำได้โดยใช้เอฟเฟกต์สนามแม่เหล็กและเอฟเฟกต์เพียโซ ทำให้สามารถลดขนาดและต้นทุนของตัวกรองลงได้ จากการวิจัยพบว่าแผ่นคริสตัลควอตซ์มีเสถียรภาพด้านความถี่การสั่นสะเทือนมากที่สุด นอกจากนี้ยังมีเอฟเฟกต์เพียโซอิเล็กทริก ด้วยเหตุนี้ ตัวกรองควอทซ์จึงเป็นตัวกรองคุณภาพสูงที่ใช้กันทั่วไปมากที่สุด โครงสร้างภายในและรูปลักษณ์ของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์แสดงในรูปที่ 1

รูปที่ 1 โครงสร้างภายในและรูปลักษณ์ของเครื่องสะท้อนเสียงแบบควอตซ์

ตัวสะท้อนเสียงแบบคริสตัลเดี่ยวไม่ค่อยมีการใช้ในตัวกรองคริสตัล วิธีนี้มักใช้โดยนักวิทยุสมัครเล่น ปัจจุบันการซื้อตัวกรองควอทซ์สำเร็จรูปมีผลกำไรมากกว่ามาก นอกจากนี้ ตลาดมักจะมีตัวกรองสำหรับความถี่กลางที่พบบ่อยที่สุด ผู้ผลิตตัวกรองควอตซ์ใช้โซลูชันอื่นเพื่อลดขนาด อิเล็กโทรดสองคู่ถูกวางอยู่บนแผ่นควอทซ์แผ่นเดียว ซึ่งประกอบเป็นตัวสะท้อนเสียงสองตัวที่เชื่อมต่อกันทางเสียง ลักษณะของแผ่นควอตซ์ที่มีการออกแบบคล้ายกันและรูปวาดของตัวเรือนที่วางจะแสดงไว้ในรูปที่ 2

รูปที่ 2 ลักษณะของแผ่นควอตซ์ที่มีตัวสะท้อนเสียงสองตัว รูปวาดของตัวเรือนและลักษณะของตัวกรองควอตซ์

สารละลายนี้เรียกว่าคู่ควอทซ์ ตัวกรองควอตซ์ที่ง่ายที่สุดประกอบด้วยหนึ่งคู่ การกำหนดกราฟิกแสดงในรูปที่ 3

รูปที่ 3 การกำหนดกราฟิกของคู่ควอตซ์

ควอตซ์คู่เทียบเท่าทางไฟฟ้ากับวงจรกรองแบนด์พาสโดยมีวงจรคู่สองวงจรแสดงในรูปที่ 4

รูปที่ 4 วงจรกรองวงจรคู่เทียบเท่ากับควอตซ์คู่

ความแตกต่างอยู่ที่ปัจจัยด้านคุณภาพของวงจรที่ทำได้ และด้วยเหตุนี้แบนด์วิธของตัวกรอง อัตราขยายจะสังเกตเห็นได้ชัดเจนเป็นพิเศษที่ความถี่สูง (หลายสิบเมกะเฮิรตซ์) ตัวกรองควอตซ์ลำดับที่สี่ทำจากสองคู่ที่เชื่อมต่อถึงกันโดยใช้ตัวเก็บประจุ อินพุตและเอาต์พุตของทั้งสองนี้ไม่เท่ากันอีกต่อไป ดังนั้นจึงแสดงด้วยจุด แผนภาพของตัวกรองนี้แสดงในรูปที่ 5

รูปที่ 5 วงจรกรองควอตซ์ลำดับที่สี่

ตามปกติตัวกรอง L1C1 และ L2C3 ได้รับการออกแบบมาเพื่อแปลงความต้านทานอินพุตและเอาต์พุตและนำไปเป็นค่ามาตรฐาน ตัวกรองควอตซ์ลำดับที่แปดถูกสร้างขึ้นในลักษณะเดียวกัน เพื่อนำไปใช้งาน จะใช้ควอตซ์แฝดสี่ตัว แต่ตัวกรองถูกสร้างขึ้นในตัวเครื่องเดียวซึ่งต่างจากรุ่นก่อนหน้า แผนผังของตัวกรองดังกล่าวแสดงในรูปที่ 6

รูปที่ 6 แผนผังของตัวกรองควอตซ์ลำดับที่แปด

การออกแบบภายในของตัวกรองควอทซ์ลำดับที่ 8 สามารถศึกษาได้จากรูปถ่ายของตัวกรองโดยถอดฝาครอบออก ดังแสดงในรูปที่ 7

รูปที่ 7 การออกแบบภายในของตัวกรองคริสตัลลำดับที่แปด

ภาพถ่ายแสดงให้เห็นอย่างชัดเจนถึงควอตซ์คู่สี่ตัวและตัวเก็บประจุแบบยึดพื้นผิว (SMD) สามตัว การออกแบบที่คล้ายกันนี้ใช้กับตัวกรองสมัยใหม่ทั้งหมด ทั้งแบบเจาะทะลุและแบบติดตั้งบนพื้นผิว ถูกใช้โดยผู้ผลิตตัวกรองควอตซ์ทั้งในประเทศและต่างประเทศ ในบรรดาผู้ผลิตในประเทศเราสามารถตั้งชื่อ JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs หรือกลุ่มวิสาหกิจ Piezo รายการข้อมูลอ้างอิงแสดงผู้ผลิตตัวกรองควอตซ์จากต่างประเทศบางราย ควรสังเกตว่าการออกแบบที่แสดงในรูปที่ 7 สามารถนำไปใช้ได้อย่างง่ายดายในแพ็คเกจการยึดพื้นผิว (SMD)

ดังที่เราเห็นตอนนี้ไม่มีปัญหาในการซื้อตัวกรองควอตซ์สำเร็จรูปที่มีขนาดน้อยที่สุดและในราคาที่เหมาะสม สามารถใช้ในการออกแบบเครื่องรับ เครื่องส่ง เครื่องรับส่งสัญญาณ หรืออุปกรณ์วิทยุประเภทอื่นๆ คุณภาพสูง เพื่อให้ง่ายต่อการใช้งานตัวกรองประเภทควอตซ์ที่นำเสนอในตลาด เรานำเสนอกราฟของการขึ้นต่อกันโดยทั่วไปของการตอบสนองแอมพลิจูด-ความถี่ต่อจำนวนตัวสะท้อนเสียง (ขั้ว) ที่กำหนดโดย SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL