Filtro al quarzo del ricetrasmettitore. Filtri al quarzo Come impostare il filtro a cristalli di un ricetrasmettitore

Il filtro al quarzo è, come sappiamo, “la metà di un buon ricetrasmettitore”. Questo articolo presenta un design pratico di dodici filtri di quarzo a cristalli di selezione di base per un ricetrasmettitore di alta qualità e un collegamento al computer, consentendo di configurare questo e qualsiasi altro filtro a banda stretta. Nei progetti amatoriali, i filtri a scala di quarzo a otto cristalli realizzati su risonatori identici sono stati recentemente utilizzati come filtro di selezione principale. Questi filtri sono relativamente semplici da produrre e non richiedono grandi costi di materiale.

Sono stati scritti programmi per computer per il loro calcolo e modellazione. Le caratteristiche dei filtri soddisfano pienamente i requisiti per la ricezione e la trasmissione del segnale di alta qualità. Tuttavia, nonostante tutti i vantaggi, questi filtri presentano anche uno svantaggio significativo: una certa asimmetria della risposta in frequenza (pendenza piatta a bassa frequenza) e, di conseguenza, un basso coefficiente di ortogonalità.

La congestione delle trasmissioni radioamatoriali determina requisiti piuttosto stringenti per la selettività di un moderno ricetrasmettitore su un canale adiacente, pertanto il filtro di selezione principale deve fornire un'attenuazione al di fuori della banda passante non inferiore a 100 dB con un fattore di ortogonalità di 1,5... 1,8 ( a livelli -6/-90 dB ).

Naturalmente, le perdite e le irregolarità della risposta in frequenza nella banda passante del filtro dovrebbero essere minime. Guidati dalle raccomandazioni esposte in, come base è stato scelto un filtro ladder a dieci cristalli con una caratteristica di Chebyshev con una risposta in frequenza irregolare di 0,28 dB.

Per aumentare la pendenza delle pendenze parallele all'ingresso e all'uscita del filtro, sono stati introdotti circuiti aggiuntivi costituiti da risonatori e condensatori al quarzo collegati in serie.

I calcoli dei parametri dei risonatori e del filtro sono stati effettuati secondo il metodo descritto in. Per una banda passante del filtro di 2,65 kHz si sono ottenuti i valori iniziali: C1,2 = 82,2 pF, Lkv = 0,0185 Hn, Rn = 224 Ohm. Il circuito del filtro e i valori calcolati dei valori del condensatore sono mostrati in Fig. 1.

Il progetto utilizza risonatori al quarzo per decoder televisivi PAL ad una frequenza di 8.867 MHz, prodotti da VNIISIMS (Aleksandrov, regione di Vladimir). La stabile ripetibilità dei parametri dei cristalli, le loro piccole dimensioni e il basso costo hanno avuto un ruolo nella scelta.

La selezione della frequenza dei risonatori al quarzo per ZQ2-ZQ11 è stata effettuata con una precisione di ±50 Hz. Le misurazioni sono state effettuate utilizzando un auto-oscillatore artigianale e un frequenzimetro industriale. I risonatori ZQ1 e ZQ12 per circuiti paralleli sono stati selezionati da altri lotti di cristalli con frequenze rispettivamente inferiori e superiori alla frequenza del filtro principale di circa 1 kHz.

Il filtro è assemblato su un circuito stampato in fibra di vetro a doppia faccia spessa 1 mm (Fig. 2).

Lo strato superiore di metallizzazione viene utilizzato come filo comune. I fori sul lato dove sono installati i risuonatori sono svasati. Gli alloggiamenti di tutti i risuonatori al quarzo sono collegati ad un filo comune mediante saldatura.

Prima dell'installazione delle parti, la scheda elettronica del filtro viene sigillata in una scatola stagnata con due coperchi rimovibili. Inoltre, sul lato dei conduttori stampati, viene saldato un divisorio schermo, che passa tra i conduttori dei risonatori lungo la linea assiale centrale della scheda.

Nella fig. La Figura 3 mostra lo schema di installazione del filtro. Tutti i condensatori nel filtro sono CD e KM.

Dopo aver realizzato il filtro, è sorta la domanda: come misurare la sua risposta in frequenza con la massima risoluzione a casa?

È stato utilizzato un computer domestico, seguito dal controllo dei risultati della misurazione costruendo la risposta in frequenza del filtro punto per punto utilizzando un microvoltmetro selettivo. Come progettista di apparecchiature radioamatoriali, ero molto interessato all'idea proposta da DG2XK di utilizzare un programma per computer per un analizzatore di spettro a bassa frequenza (20 Hz...22 kHz) per misurare la risposta in frequenza dei filtri radioamatoriali a banda stretta.

La sua essenza sta nel fatto che lo spettro ad alta frequenza della risposta in frequenza di un filtro al quarzo viene trasferito alla gamma a bassa frequenza utilizzando un rilevatore SSB convenzionale e un computer con un programma di analisi di spettro installato consente di visualizzare la frequenza risposta di questo filtro sul display.

Un generatore di rumore a diodo Zener viene utilizzato come sorgente del segnale ad alta frequenza DG2XK. Gli esperimenti da me condotti hanno dimostrato che una tale sorgente di segnale consente di visualizzare la risposta in frequenza a un livello non superiore a 40 dB, che chiaramente non è sufficiente per una sintonizzazione del filtro di alta qualità. Per visualizzare la risposta in frequenza di un filtro ad un livello di -100 dB, il generatore deve avere

il livello del rumore laterale è inferiore al valore specificato e il rilevatore ha una buona linearità con una gamma dinamica massima non inferiore a 90...100 dB.

Per questo motivo il generatore di rumore è stato sostituito da un tradizionale generatore di spazzamento (Fig. 4). La base è il circuito di un oscillatore al quarzo, in cui la relativa densità di potenza del rumore spettrale è pari a -165 dB/Hz. Ciò significa che la potenza del rumore del generatore a 10 kHz si dissintonizza in una larghezza di banda di 3 kHz

inferiore alla potenza dell'oscillazione principale del generatore di 135 dB!

Il layout della fonte originale è leggermente modificato. Quindi, al posto dei transistor bipolari, vengono utilizzati transistor ad effetto di campo e un circuito costituito dall'induttore L1 e dai varicap VD2-VD5 è collegato in serie con il risonatore al quarzo ZQ1. La frequenza del generatore è sintonizzabile rispetto alla frequenza del quarzo entro 5 kHz, il che è abbastanza sufficiente per misurare la risposta in frequenza di un filtro a banda stretta.

Il risonatore al quarzo nel generatore è simile a un filtro. Nella modalità generatore di frequenza di scansione, la tensione di controllo ai varicap VD2-VD5 viene fornita da un generatore di tensione a dente di sega realizzato su un transistor unigiunzione VT2 con un generatore di corrente su VT1.

Per regolare manualmente la frequenza del generatore, viene utilizzato un resistore multigiro R11. Il chip DA1 funziona come un amplificatore di tensione. La tensione di controllo sinusoidale originariamente concepita ha dovuto essere abbandonata a causa della velocità irregolare di passaggio della risposta in frequenza di diverse sezioni della risposta in frequenza del filtro e, per ottenere la massima risoluzione, la frequenza del generatore è stata ridotta a 0,3 Hz. L'interruttore SA1 seleziona la frequenza del generatore "sega" - 10 o 0,3 Hz. La deviazione di frequenza dell'MFC è impostata dal resistore di regolazione R10.

Il diagramma schematico del blocco rilevatore è mostrato in Fig. 5. Il segnale dall'uscita del filtro al quarzo viene fornito all'ingresso X2 se il circuito L1C1C2 viene utilizzato come carico del filtro.

Se le misure vengono effettuate su filtri caricati con resistenza attiva, questo circuito non è necessario. Quindi il segnale proveniente dal resistore di carico viene applicato all'ingresso X1 e il conduttore che collega l'ingresso X1 al circuito viene rimosso sulla scheda a circuiti stampati del rilevatore.

Un inseguitore di sorgente con una gamma dinamica di oltre 90 dB su un potente transistor ad effetto di campo VT1 corrisponde alla resistenza di carico del filtro e alla resistenza di ingresso del mixer. Il rilevatore è realizzato secondo un circuito mixer bilanciato passivo che utilizza transistor ad effetto di campo VT2, VT3 e ha una gamma dinamica di oltre 93 dB.

Le porte combinate dei transistor attraverso i circuiti P C17L2C20 e C19L3C21 ricevono tensioni sinusoidali antifase di 3...4 V (rms) dal generatore di riferimento. L'oscillatore di riferimento del rilevatore, realizzato sul chip DD1, contiene un risonatore al quarzo con una frequenza di 8,862 MHz.

Il segnale a bassa frequenza formato all'uscita del mixer viene amplificato circa 20 volte da un amplificatore sul chip DA1. Poiché le schede audio dei personal computer hanno un ingresso a impedenza relativamente bassa, il rilevatore è dotato di un potente amplificatore operazionale K157UD1. La risposta in frequenza dell'amplificatore è regolata in modo che al di sotto di 1 kHz e al di sopra di 20 kHz vi sia un'attenuazione del guadagno di circa -6 dB per ottava.

Il generatore di frequenza swing è montato su un circuito stampato in fibra di vetro a doppia faccia (Fig. 6). Lo strato superiore della scheda funge da filo comune, i fori per i conduttori delle parti che non sono in contatto con essa sono svasati.

La scheda è sigillata in una scatola alta 40 mm con due coperchi removibili. La scatola è realizzata in lamiera stagnata. Gli induttori L1, L2, L3 sono avvolti su telai standard del diametro di 6,5 mm con trimmer in ferro carbonilico e posizionati in schermi. L1 contiene 40 spire di filo PEV-2 0,21, L3 e L2 - rispettivamente 27 e 2+4 spire di filo PELSHO-0,31.

La bobina L2 è avvolta sopra L3 più vicino all'estremità “fredda”. Tutte le induttanze sono standard: DM 0,1 68 µH. Resistori fissi MLT, resistori di sintonia R6, R8 e R10 tipo SPZ-38. Resistore multigiro - PPML. Condensatori permanenti - KM, KLS, KT, ossido - K50-35, K53-1.

La creazione dell'MCC inizia con l'impostazione del segnale massimo all'uscita del generatore di tensione a dente di sega. Monitorando il segnale sul pin 6 del microcircuito DA1 con un oscilloscopio, utilizzando i resistori di trimming R8 (guadagno) e R6 (offset) impostare l'ampiezza e la forma del segnale mostrato sul diagramma nel punto A. Selezionando il resistore R12, generazione stabile si ottiene senza accedere alla modalità di limitazione del segnale.

Selezionando la capacità del condensatore C14 e regolando il circuito L2L3, il sistema oscillatorio di uscita viene sintonizzato sulla risonanza, che garantisce una buona capacità di carico del generatore. Utilizzando il coil trimmer L1, i limiti di sintonia dell'oscillatore vengono impostati nell'intervallo 8,8586-8,8686 MHz, che si sovrappone con un margine alla banda di risposta in frequenza del filtro al quarzo in prova. Per garantire la massima ristrutturazione del GKCH

(almeno 10 kHz) attorno al punto di collegamento L1, VD4, VD5 viene rimosso lo strato superiore di pellicola. Senza carico, la tensione sinusoidale in uscita del generatore è 1 V (rms).

Il blocco rilevatore è realizzato su un circuito stampato in fibra di vetro a doppia faccia (Fig. 7).

Lo strato superiore della lamina viene utilizzato come filo comune. I fori per i conduttori delle parti che non hanno contatto con il filo comune sono svasati.

La scheda è sigillata in una scatola di latta alta 35 mm con coperchio rimovibile. La risoluzione del set-top box dipende dalla qualità della sua produzione.

Le bobine L1 - L4 contengono 32 spire di filo PEV-0,21, avvolte per girare su telai con un diametro di 6 mm. Trimmer in bobine dai nuclei dell'armatura SB-12a. Tutte le induttanze sono di tipo DM-0.1. Induttanza L5 - 16 µH, L6, L8 - 68 µH, L7 - 40 µH. Il trasformatore T1 è avvolto su un nucleo magnetico in ferrite ad anello da 1000NN di dimensioni standard K10 x 6 x 3 mm e contiene 7 spire nell'avvolgimento primario e 2 x 13 spire di filo PEV-0,31 nell'avvolgimento secondario.

Tutti i resistori di regolazione sono SPZ-38. Durante la configurazione preliminare dell'unità, viene utilizzato un oscilloscopio ad alta frequenza per monitorare il segnale sinusoidale alle porte dei transistor VT2, VT3 e, se necessario, regolare le bobine L2, L3. Regolando la bobina L4, la frequenza dell'oscillatore di riferimento viene abbassata al di sotto della banda passante del filtro di 5 kHz. Questo viene fatto in modo che nell'area di lavoro dell'analizzatore di spettro ci siano meno interferenze che riducano la risoluzione del dispositivo.

Il generatore di frequenza di scansione è collegato a un filtro al quarzo attraverso un circuito oscillatorio corrispondente con un divisore capacitivo (Fig. 8).

Durante il processo di sintonizzazione, ciò consentirà di ottenere una bassa attenuazione e irregolarità nella banda passante del filtro.

Il secondo circuito oscillante corrispondente, come già accennato, si trova nell'attacco del rilevatore. Dopo aver assemblato il circuito di misurazione e collegato l'uscita del set-top box (connettore XZ) al microfono o all'ingresso lineare della scheda audio del personal computer, lanciamo il programma dell'analizzatore di spettro. Esistono molti programmi simili. L'autore ha utilizzato il programma SpectraLab v.4.32.16, che si trova su: http://cityradio.narod.ru/utilities.html. Il programma è facile da usare e ha grandi capacità.

Lanciamo quindi il programma “SpektroLab” e, regolando le frequenze dell'MCG (in modalità di controllo manuale) e l'oscillatore di riferimento nell'attacco del rilevatore, impostiamo il picco dello spettrogramma dell'MCG a circa 5 kHz. Successivamente, bilanciando il mixer dell'attacco del rilevatore, il picco della seconda armonica viene ridotto al livello di rumore. Successivamente, la modalità GCH viene attivata e sul monitor viene visualizzata la tanto attesa risposta in frequenza del filtro in prova. Innanzitutto, viene attivata la frequenza di oscillazione di 10 Hz e, utilizzando R11, regolando la frequenza centrale, quindi la banda di oscillazione R10 (Fig. 4), stabiliamo un "quadro" accettabile della risposta in frequenza del filtro in tempo reale . Durante le misurazioni, regolando i circuiti di adattamento, otteniamo disuniformità minime nella banda passante.

Successivamente, per ottenere la massima risoluzione del dispositivo, attiviamo la frequenza di scansione di 0,3 Hz e impostiamo nel programma il numero massimo possibile di punti di trasformata di Fourier (FFT, l'autore ha 4096...8192) e il valore minimo di il parametro della media (Media, l'autore ne ha 1).

Poiché la caratteristica viene tracciata in più passaggi del GKCh, la modalità voltmetro di picco di memorizzazione (Hold) è attivata. Di conseguenza, otteniamo sul monitor la risposta in frequenza del filtro in esame.

Utilizzando il cursore del mouse, otteniamo i valori digitali necessari della risposta in frequenza risultante ai livelli richiesti. In questo caso non bisogna dimenticare di misurare la frequenza dell'oscillatore di riferimento nell'attacco del rilevatore, per poter poi ottenere i veri valori di frequenza dei punti di risposta in frequenza.

Dopo aver valutato il "quadro" iniziale, regolano le frequenze della risonanza sequenziale ZQ1n ZQ12, rispettivamente, sulle pendenze inferiore e superiore della risposta in frequenza del filtro, raggiungendo la massima quadratura a un livello di - 90 dB.

In conclusione, utilizzando la stampante, otteniamo un “documento” a tutti gli effetti per il filtro prodotto. Come esempio in Fig. La Figura 9 mostra lo spettrogramma della risposta in frequenza di questo filtro. Qui viene mostrato anche uno spettrogramma del segnale GKCh. L'irregolarità visibile della pendenza sinistra della risposta in frequenza al livello di -3...-5 dB viene eliminata riorganizzando i risuonatori al quarzo ZQ2-ZQ11.

Di conseguenza, otteniamo le seguenti caratteristiche del filtro: banda passante del livello - 6 dB - 2,586 kHz, irregolarità della risposta in frequenza nella banda passante - inferiore a 2 dB, fattore di ortogonalità del livello - 6/-60 dB - 1,41; per livelli - 6/-80 dB 1,59 e per livelli - 6/-90 dB - 1,67; l'attenuazione nella banda è inferiore a 3 dB e l'attenuazione oltre la banda è superiore a 90 dB.

L'autore ha deciso di verificare i risultati ottenuti e ha misurato punto per punto la risposta in frequenza del filtro al quarzo. Per le misurazioni era necessario un microvoltmetro selettivo con un buon attenuatore, che era un microvoltmetro del tipo HMV-4 (Polonia) con una sensibilità nominale di 0,5 μV (allo stesso tempo registra bene i segnali a un livello di 0,05 μV) e un attenuatore di 100 dB.

Per questa opzione di misurazione è stato assemblato il diagramma mostrato in Fig. 1. 10. I circuiti di adattamento all'ingresso e all'uscita del filtro sono accuratamente schermati. I cavi schermati di collegamento sono di buona qualità. Anche i circuiti “di terra” sono eseguiti con cura.

Cambiando gradualmente la frequenza del resistore di frequenza ad alta frequenza R11 e commutando l'attenuatore da 10 dB, prendiamo letture del microvoltmetro, passando attraverso l'intera risposta in frequenza del filtro. Utilizzando i dati di misurazione e la stessa scala, costruiamo un grafico della risposta in frequenza (Fig. 11).

Grazie all'elevata sensibilità del microvoltmetro e al basso rumore laterale del GKCh, i segnali vengono ben registrati ad un livello di -120 dB, che si riflette chiaramente nel grafico.

I risultati della misurazione sono stati i seguenti: banda passante di livello - 6 dB - 2,64 kHz; irregolarità della risposta in frequenza - inferiore a 2 dB; il coefficiente di ortogonalità per i livelli -6/-60 dB è 1,386; per livelli - 6/-80 dB - 1,56; per livelli - 6/-90 dB - 1.682; per livelli - 6/-100 dB - 1.864; l'attenuazione nella banda è inferiore a 3 dB, dietro la banda è superiore a 100 dB.

Alcune differenze tra i risultati della misurazione e la versione del computer sono spiegate dalla presenza di errori accumulati nella conversione da digitale ad analogico quando il segnale analizzato cambia in un ampio intervallo dinamico.

Va notato che i grafici sopra riportati della risposta in frequenza di un filtro al quarzo sono stati ottenuti con un lavoro di installazione minimo e con una selezione più attenta dei componenti, le caratteristiche del filtro possono essere notevolmente migliorate.

Il circuito generatore proposto può essere utilizzato con successo per far funzionare AGC e rilevatori. Applicando un segnale del generatore di frequenza di scansione al rilevatore, all'uscita del set-top box al PC riceviamo un segnale da un generatore di frequenza di scansione a bassa frequenza, con il quale è possibile configurare facilmente e rapidamente qualsiasi filtro e cascata del percorso a bassa frequenza del ricetrasmettitore.

Non meno interessante è utilizzare l'attacco del rilevatore proposto come parte dell'indicatore panoramico del ricetrasmettitore. A questo scopo collegate all'uscita del primo mixer un filtro al quarzo con una larghezza di banda di 8...10 kHz. Successivamente, il segnale ricevuto viene amplificato e inviato all'ingresso del rilevatore. In questo caso potrete osservare i segnali dei vostri corrispondenti con livelli da 5 a 9 punti con buona risoluzione.

G.Bragin (RZ4HK)

Letteratura:

1. Usov V. Filtro al quarzo SSB. - Radioamatore, 1992, n. 6, p. 39, 40.

2. Ricetrasmettitori KB amatoriali Drozdov V.V. - M.: Radio e comunicazione, 1988.

3. Klaus Raban (DG2XK) Ottimizzazione del filtro al quarzo con la scheda audio del PC. - Funkamateur, n. 11, 2001, S. 1246-1249.

4. Frank Silva. Shmutzeffekte vermeiden und beseitig. - FUNK, 1999, 11, pag. 38.

Informazioni interessanti si sono accumulate dai radioamatori che hanno realizzato le schede principali del "Portable TRX" e ovviamente dai "ripetitori" - alcune affermazioni infondate - "perché non funziona come funziona l'FT-1000MP?"

Ancora una volta attiro l'attenzione del lettore sul fatto che "devi pagare tutto" e il ricetrasmettitore, concepito come una parvenza di "scatole di sapone" importate, soprattutto senza un'attenta configurazione e debug, non mostrerà mai nemmeno quei parametri che sono descritti nella sezione “TRX portatile” " Te lo ricordo ancora una volta: più semplice è la progettazione del circuito, più attentamente dovrai "estrarre" i parametri massimi letteralmente da ogni fase. E se hai acquistato un set di filtri al quarzo per 10 dollari, di origine sconosciuta e con una risposta in frequenza sconosciuta, hai saldato transistor di plastica di fabbricazione sconosciuta e, inoltre, con parametri teoricamente previsti (principalmente dalle parole del rivenditore del mercato radiofonico da cui sono stati acquistati) e persino le bobine - i trasformatori sono stati avvolti su ferrite vecchia di 100 anni proveniente dalla "spazzatura" - cosa puoi aspettarti da un simile "mostro"? Suggerisco di guardare le caratteristiche della scheda principale n. 3, che mi è stata inviata da Oleg (US5EI) da Dnepropetrovsk. Ha rischiato di prendere la strada che, a prima vista, era la più economica e ottimale, dal suo punto di vista, ma si è rivelato esattamente il contrario: "prima era brutto, ma ora sta peggiorando sempre di più...". Ha realizzato la tavola da solo e ha “leggermente” (secondo lui) modificato la configurazione delle piste per i filtri al quarzo che ha acquistato già confezionati. Considerava l'opzione di 4+4 o 6+4 cristalli nei filtri non degna di attenzione - ha utilizzato l'opzione radioamatoriale “standard” - 8+4. Il resto dell'hardware sulla scheda proviene da vecchi stock (leggi: spazzatura). Tutto "questo" è stato saldato su una tavola fatta in casa, ma in seguito si è rivelato "come sempre". I tentativi di far rivivere il “mostro” si sono conclusi con un “appello all’autore”….

Il compito più importante nella produzione di un ricevitore è garantire la sensibilità e la selezione del segnale. Senza un filtro al quarzo di alta qualità, questo problema non può essere risolto in TRX con una conversione.

Quante volte questo è stato scritto e riscritto nella letteratura radioamatoriale??? Ma devo tornare ancora una volta su questo argomento. Per più di 20 anni di progettazione HF quasi costante e, soprattutto, lo stesso numero di anni di lavoro in onda (poiché ci sono designer di cui quasi nessuno ha mai sentito parlare in onda - cosa possiamo dire delle loro "capacità e approcci" alle realtà televisive amatoriali???) ho concluso da solo - non possiamo risparmiare sul filtro di selezione principale - se vogliamo costruire un “Radivo” di qualità sufficientemente elevata. Il FOS deve avere un'attenuazione nella banda bloccata di almeno 70-80 Db con un'attenuazione minima nella banda passante. Abbiamo bisogno di valori di ritardo massimi sulle bande a bassa frequenza. Di norma i livelli ora sono 59+20-40 Db, cioè con un'attenuazione del filtro di 80 Db e un segnale ricevuto di +40 Db, possiamo supporre che “salirà” di 2-3 punti sulla scala S-meter. Tali livelli non potranno più influenzare il funzionamento delle cascate successive a XTAL ZQ. Ma se sulla stessa fascia appare un vicino con un livello di +80Db, la situazione non cambia nella “nostra” direzione. Ma non prendiamo come parametro fondamentale del ricevitore il fatto che operi sulla stessa banda contemporaneamente al suo vicino, perché molto probabilmente, tale lavoro “non sarà una gioia” per lui, e per “combattere tali livelli” esiste un metodo radicale: gli attenuatori.

Nelle centinaia di filtri al quarzo realizzati nel corso degli anni, l'attenuazione oltre la banda passante è stata caratterizzata in circa 10 Db per quarzo. Con una leggera differenza in un senso o nell'altro a seconda della qualità e della dimensione del quarzo. Intendo filtri al quarzo che utilizzano un circuito ladder. Lo svantaggio principale di tali filtri è la pendenza inferiore prolungata della risposta in frequenza. Il filtro a sei cristalli di quarzo in B1 è un filtro di fabbricazione militare (da non confondere con i filtri dei generatori!) e ha un'attenuazione oltre la banda passante di almeno 70 Db. Purtroppo dobbiamo dimenticarci di questo quarzo: le vecchie scorte stanno finendo e “questo non accadrà più”…. Oggi l'opzione più conveniente (ma non la migliore!) è acquistare piccoli quarzi a 8.867 MHz sul mercato delle radio e provare a scolpirne qualcosa. Dovresti prestare molta attenzione al tipo e alla qualità del quarzo. Sono disponibili decine di tipi e modelli, ma non tutti possono essere utilizzati per creare filtri. Quelli di altissima qualità ci permettono di produrre filtri abbastanza “accettabili”. Almeno, non peggio del generatore al quarzo vecchio stile in B1. Otto cristalli forniscono almeno 80 dB di attenuazione dietro la banda, che, come notato sopra, è abbastanza per un ricetrasmettitore destinato al "normale" funzionamento in onda. Puoi creare un filtro a otto cristalli e "calmati", ma otteniamo un piccolo filtro (intendo da piccoli cristalli di quarzo moderni), che ha 3,3 cm tra l'ingresso e l'uscita, attenuazione nella banda da 2 a 4 Db e irregolarità fino a 4-6 Db. Lo installiamo nella "scheda principale" e di conseguenza otteniamo un "salita" bypassando il filtro nel migliore dei casi -60Db, e nella versione Oleg della scheda principale US5EI -40Db. Ho già descritto come realizzare il filtro stesso nella descrizione del "ricetrasmettitore HF". Tutti i tipi di versioni "belle" di circuiti stampati sotto quarzo, scatole "eleganti", ecc. - sono pericolosi sia per il deterioramento del fattore qualità del quarzo (quando incolliamo le gambe di quarzo nella vetroresina) sia per la “scalata” del segnale aggirando le piastre di quarzo stesse. Se realizzi filtri in scatole, devi mettere a terra gli alloggiamenti di quarzo sulla scatola, che è meglio realizzata in sottile metallo stagnato, e tutta l'installazione all'interno viene eseguita su gambe di quarzo. Guarda: tutti i filtri di fabbrica sono realizzati in questo modo. Accetto l'opzione di realizzare una scheda fatta in casa e un filtro su di essa solo preservando la lamina sul lato in cui sono installate le parti sotto la "terra" generale, saldando ulteriormente gli alloggiamenti di quarzo su di essa, e quindi si può anche coprire la filtrare sopra con una scatola di schermatura in lamiera stagnata e saldare tutti i lati alla lamina della scheda. Sì, sono d'accordo: non è molto bello, tecnologicamente avanzato, veloce, ecc. ma solo così si potrà evitare il più possibile lo “strisciare”. E per cosa stiamo “combattendo” prima di tutto: per “un aspetto aziendale” o per preservare i parametri massimi ottenibili del filtro stesso? Ogni designer lo decide da solo, individualmente...

In precedenza, imitando la “tendenza” generale degli operatori radiofonici, aveva prodotto filtri singoli a otto cristalli. Ma dopo che il quarzo nella custodia B1, con cui è molto più comodo lavorare, ha cominciato a esaurirsi sempre più spesso, hanno iniziato a utilizzare le riserve di quarzo in una piccola custodia: su di esse è scritto RK169. Ed è qui che "è emersa la tendenza alla difficoltà nell'ottenere una minima irregolarità nella banda passante e nel "passare” bypassando il filtro nello ZQ a otto cristalli. Seguirono corrispondenti tentativi per “superare i problemi che erano sorti”…. Ciò ha portato alla possibilità di costruire filtri a quattro e sei cristalli. Questa decisione è stata ulteriormente confermata dalle informazioni sulle caratteristiche di fase dei filtri: più lungo è il filtro (più collegamenti ha), maggiore è il "rimbalzo" di fase del filtro. Poiché ogni collegamento ha caratteristiche di fase individuali, che molto probabilmente non coincideranno con le caratteristiche degli altri collegamenti, ciò porta allo "squillo". Possiamo sentire chiaramente questo fenomeno con le nostre orecchie nei filtri multisezione a banda stretta. Sebbene nei filtri per SSB questo "suono" sia quasi impossibile da sentire, alcuni "ascoltatori" dotati possono persino determinare dal segnale in onda se funziona un filtro EMF o uno stretto al quarzo (secondo me, questo è, ovviamente, una questione “filosofica” – leggi – controversa). Nell'implementazione pratica, è molto più semplice garantire un picco piatto della risposta in frequenza in un filtro a sei cristalli, e quasi "automaticamente" si ottiene un'irregolarità inferiore a 1 Db in un filtro a quattro cristalli. L'attenuazione nella banda passante di uno ZQ a 6 cristalli molto spesso non supera 2-3 Db, e per uno ZQ a 4 cristalli arriva fino a 2 Db. Ma poiché l'attenuazione della banda di arresto di tali filtri non è sufficiente per un ricetrasmettitore HF, abbiamo dovuto sviluppare le schede principali n. 3 e n. 4. Quelli. installiamo i filtri “come un treno” con cascate attive abbinate ad essi. Le misurazioni reali della risposta in frequenza end-to-end di questa opzione di progettazione sono mostrate in Fig. N. 1.

Le misurazioni sono state effettuate su un analizzatore SK4-59. Il segnale è stato fornito al primo stadio VT1 della scheda principale n. 3 ed è stato rimosso dall'avvolgimento di comunicazione della bobina nello scarico di VT4 (con il rilevatore scollegato). La scheda principale n. 3, prodotta da Oleg (US5EI), ha mostrato un'attenuazione nella banda di arresto di circa 45 Db con irregolarità nella banda fino a 8 Db Fig. n. 2.

Forse potrò fotografare lo schermo SK4-59 con la risposta in frequenza del percorso passante della scheda US5EI e della scheda “standard” n. 3 con due filtri al quarzo 4+4 per un confronto visivo - per ora posso solo offrire immagini abbozzate. L'irregolarità nella banda passante del primo filtro a 8 cristalli raggiunge i 7 Db e l'attenuazione oltre la banda passante supera leggermente i 40 Db.

Figura n. 2. Risposta in frequenza del filtro a otto cristalli della scheda US5EI + filtro a quattro cristalli

Fig3. Risposta in frequenza di un filtro a 6 cristalli misurata da X1-38 (scala lineare)

Fig4. Risposta in frequenza di un filtro a 6 cristalli misurata da SK4-59 (scala logaritmica)

Fig5. Risposta in frequenza di un filtro a 6+4 cristalli misurata da X1-38 (scala lineare)

Fig6. Risposta in frequenza di un filtro a 6+4 cristalli misurata da SK4-59 (scala logaritmica)

Scheda principale n. 3 prodotta da US5EI

Ciò porta alla conclusione: ha senso utilizzare filtri al quarzo "seri" in una versione a scheda singola del ricetrasmettitore? Più probabilmente sì che no. Ma fino ad un certo livello di attenuazione oltre la banda passante, perché in un design a scheda singola non è comunque possibile evitare lo "strisciamento". Ad esempio, fornisco due risposte in frequenza della scheda principale n. 3 “copiate” dallo schermo SK4-59: la prima con 4+4 filtri, la seconda con 6+4 filtri (Fig. n. 1). Il secondo filtro a 4 cristalli in questo "lavoro di laboratorio" non è cambiato, quindi la risposta in frequenza end-to-end della variante 6+4 si è rivelata un po' più stretta di quanto vorremmo, a causa di una leggera discrepanza tra il frequenze centrali di questi filtri: sono spostati l'uno rispetto all'altro di 200 Hz. Ma anche in questa applicazione, quando il “cancello” dei filtri non è in “allineamento”, la differenza nella risposta in frequenza complessiva è positiva. Sia in termini di coefficiente di ortogonalità (Kp = 1,96 per l'opzione 4+4 e Kp = 1,78 per l'opzione 6+4) ai livelli -10Db e -60Db, sia in attenuazione oltre la banda passante - circa 75Db per il 4+4 opzione e ulteriori 80Db per l'opzione 6+4. Va notato che i livelli superiori a 70 Db sono difficili da misurare con precisione con il dispositivo (la scala è graduata in decine di Db) senza ricorrere a ulteriori manipolazioni dell'attenuatore e delle manopole del livello di uscita-ingresso. Quando l'immagine della risposta in frequenza viene "allungata" verso l'alto, si osserva un sovraccarico degli amplificatori di ingresso del dispositivo - la "barra" superiore della risposta in frequenza diventa piatta - si osserva una limitazione. Se lo “allungi”, semplicemente non c'è più una griglia calibrata sullo schermo CRT. È più comodo vedere cosa succede nella banda passante della risposta in frequenza dei percorsi end-to-end utilizzando l'X1-38; questo dispositivo ha la calibrazione ATT in unità Db e lo schermo è molto più grande e più chiaro. L'unico peccato è che fornisce solo un funzionamento lineare. La disuniformità della banda passante delle opzioni di filtro 4+4 e 6+4, ulteriormente regolate sulla scheda stessa, non supera i 2 dB. L'irregolarità della risposta in frequenza nella scheda US5EI era di quasi 10 dB.

Conclusione.

Si suggerisce da questi “lavori di laboratorio”. Qualsiasi filtro al quarzo fatto in casa, indipendentemente dalla quantità di quarzo in esso contenuto, “desidera” una regolazione aggiuntiva quando installato nella scheda. Naturalmente, si è tentati di acquistare un set di filtri per $ 10, saldarli sulla scheda, attorcigliare i nuclei delle bobine più vicine al filtro e via - il microfono "tra i denti" - "a tutti, tutti in Asia e gli Stati baltici”... Ahimè, dovrete deludere gli amanti della “vita facile” " Prima di tutto, cosa puoi aspettarti da un filtro al quarzo che costa 10 dollari? Mentre ero alla “fiera della radio” a Friedrichsafen (Germania), cercavo appositamente componenti per TRX e sono riuscito a trovare (tra centinaia di offerte) filtri da 9 MHz di qualche azienda inglese per 30 marchi, ma la qualità di questi prodotti. .. I filtri al quarzo più economici, che sono già simili per caratteristiche, quello di cui avevamo veramente bisogno costava più di una dozzina di marchi. Beh, per ora non parliamo di cose tristi...

Va ricordato che i filtri al quarzo assemblati secondo un circuito a scala sono molto critici per i parametri di quelle cascate tra le quali verrà collegato il filtro. Qualsiasi deviazione insignificante (anche a prima vista) dal carico nominale R o C, ottenuto al banco durante la produzione del filtro, provoca cambiamenti nella risposta in frequenza e, molto probabilmente, non nella direzione di cui "abbiamo bisogno". Inoltre, aggiungiamo qui la "reattività" delle capacità e delle induttanze delle cascate - alla fine otteniamo - "come sempre"... Un esempio lampante di ciò si sente la sera sulle gamme di bassa frequenza.....

Come dimostra l’esperienza, la situazione non è così “terribile” da dover abbandonare del tutto i filtri fatti in casa. Durante l'installazione sulla scheda, sarà necessario selezionare i resistori di carico (R8, R15) e 1-2 condensatori esterni nei filtri. Ad esempio, dopo la cascata sull'interruttore di campo VT1, molto spesso la capacità in serie C7 all'ingresso ZQ viene eliminata e sostituita con un ponticello, e il successivo condensatore C8 richiederà una riduzione della capacità. Lo stesso vale per i due conduttori dall'altra parte del filtro (C11, C10) - è necessario selezionarli in uno specifico circuito di collegamento (leggi - trovando un certo "consenso" tra la qualità di funzionamento richiesta della cascata su VT3 e la risposta in frequenza del filtro). Va inoltre notato che è molto più semplice garantire una parte superiore piatta della risposta in frequenza nei filtri con meno piastre rispetto ai filtri multi-cavità. Ora torniamo al numero di quarzo. In un progetto a scheda singola, il compito principale è ridurre al minimo la “penetrazione” del segnale bypassando i filtri. Non è possibile ottenere più di 95-90 dB con le opzioni della scheda “Portable TRX”. È stata testata anche l'opzione 6+6 ZQ. E non c'è bisogno di "piangere amaramente" per questo: guarda la risposta in frequenza del ricetrasmettitore, che è riportata nella rivista Radiohobby 2/98. p.29 - Georgy UT5ULB ha effettuato le sue misurazioni nel più “cool” (in RA3AO) degli apparecchi sovietici…. In base all'esperienza accumulata, si consiglia l'uso di 4+4 in tali tavole. Per migliorare la "ortogonalità complessiva", è possibile l'opzione 6+4. È inferiore all'opzione 4+4 in termini di maggiore attenuazione (di 1 Db) nella banda passante. Ma è notevolmente migliore sia nella ripidità delle pendenze della risposta in frequenza, sia nella maggiore attenuazione nella banda di arresto (di 10 dB). Ciò può essere visto abbastanza chiaramente nella Figura 1. Se hai intenzione di lavorare su TRX principalmente nelle gamme ad alta frequenza - non ha senso usare più di 8 quarzi - in questa opzione otteniamo una parte superiore quasi piatta della risposta in frequenza (l'irregolarità anche con le impostazioni del filtro "pigre" non diminuisce superare i 2Db) e perdite minime del segnale ricevuto. Se non abbiamo bisogno del massimo “sniffato” del ricetrasmettitore, ma intendiamo “lottare per un posto al sole” sulle bande a bassa frequenza, allora è preferibile l'opzione 6+4. A proposito, sono stato ancora una volta convinto della correttezza dell'utilizzo di "locomotive" a cascata con filtri costituiti da meno di otto piastre, comunicando con Anatoly UA1OJ, uno degli autori del programma per il calcolo dei filtri al quarzo. Ecco le sue conclusioni: “Non ho mai riscontrato un'attenuazione del filtro di 2-3 Db. Più spesso era 6,5-8 Db. Anche la demo (versione demo del programma di calcolo del filtro al quarzo, chiarimento su UT2FW) aiuta a verificarlo. E i suoi risultati sono vicini alle mie misurazioni pratiche”. Tali valori di attenuazione sono spesso ottenuti in un filtro a 8 cavità da selezionato casualmente, o meglio non selezionato affatto, ma acquistato, ciò che veniva offerto sul mercato radiofonico. Ora immagina se, alla ricerca della famigerata selettività nel canale adiacente, installassimo un "set standard" (uno con 8 e l'altro con 4) di tale quarzo. Secondo me, non è affatto nel numero di quarzo nei filtri che bisogna cercare il problema della “compatibilità” delle stazioni vicine, ma nella qualità di funzionamento degli stadi di uscita dei trasmettitori! A che serve se nel ricetrasmettitore è installato anche un filtro multi-buck di marca di alta qualità - se il vicino ne accende due "cornuti", che vengono cullati da due GK-71? Non è nemmeno una questione di potenza di uscita, ma della stupidità dell'utente di un simile mostro - quando tutte le manopole sono completamente girate a destra…. Puoi utilizzare due GU-84B e non interferire né con i vicini vicini né con quelli lontani. Oppure puoi anche utilizzare lo stadio di uscita del GU-29 - "in modalità luce a 300 V all'anodo - spremere mezzo ampere di corrente" - chi lavora nelle gamme di bassa frequenza mi capirà perfettamente…. Bene, questo è un argomento per un altro articolo.

Sarà interessante per il pubblico del design vedere gli interni di un moderno TRX borghese. Fornisco una foto della scheda principale RX-TX insieme al blocco sintetizzatore (scatola schermata con tre bobine, il coperchio è stato rimosso per vedere l'interno) FT-817, che utilizzo come ricevitore di controllo. È aperto e funziona a 0,1-156 MHz, 420-470 MHz. È chiaro che, da dilettante della saldatura, ero interessato ad esplorarne le caratteristiche. In breve, la risposta in frequenza del percorso di ricezione con un filtro del muRata CFJ455K corrisponde approssimativamente alla risposta in frequenza del “Portable TRX” con scheda principale n. 2. Il filtro marchiato ha una rettangolarità leggermente più alta sul lato della pendenza inferiore: questo è evidente anche durante l'ascolto della trasmissione. Ma provate a chiedere quanto costa un filtro del genere e solo allora trarrete le conclusioni su cosa è meglio e cosa è peggio...

FT-817 da Yaesu.

La potenza in uscita di questo dispositivo è dichiarata dall'azienda pari a 5 W, ma in realtà è di 2,8 W in modalità SSB, quindi non sarai in grado di ottenere molto output in onda da esso. Sto lentamente preparando un progetto completo per un silo esterno con Pout fino a 200 W per tali TRX. In una scatola di dimensioni 1:1 come “TRX portatile” ci sono un silo, un sistema di controllo, un misuratore SWR e un alimentatore. Le informazioni sulla disponibilità appariranno sul mio sito web e, molto probabilmente, nella rivista "Radiohobby", poiché prepara le pubblicazioni più rapidamente. O forse, se c'è tempo e voglia per questo e un articolo di recensione dettagliato - che tipo di "portasapone" è l'FT-817 e con cosa dovrebbe essere "consumato"??? Inoltre, per qualche tempo è stato possibile condurre confronti reali tra l'FT-817 e l'FT-100D, TS-870 e, ovviamente, sono state tratte delle conclusioni (almeno per me J).

Alcuni “ripetitori” hanno notato una banda laterale “non soppressa” non funzionante nella versione 4+4, soprattutto aumentando al massimo la limitazione del segnale. Ciò non sorprende con l'uso di tali filtri. La pendenza inferiore dei filtri a scala viene tesa e parte della striscia laterale non funzionante “striscia”. L'unica domanda è come sopprimerlo a seconda della desintonizzazione della frequenza. Nella Fig. N. 1, la linea verticale mostra la posizione approssimativa della frequenza dell'oscillatore di riferimento (solitamente 300-400 Hz sotto il punto sulla pendenza inferiore al livello -6 dB) sulla pendenza inferiore del filtro - Fop . È necessario avere una pendenza inferiore della risposta in frequenza così ripida da fornire una soppressione di almeno 50 dB alla frequenza dell'oscillatore di riferimento (questi sono esattamente i filtri multi-buck descritti sopra) - se ti imponi il compito di sopprimere " tutti gli effetti collaterali immaginabili e inconcepibili” in un colpo solo. Nella versione del filtro a 4 cavità, la soppressione in prossimità della frequenza di riferimento è di 18-20 Db, mentre nel filtro a 6 cavità è di 22-30 Db. Pertanto, se aumentiamo la limitazione massima del segnale e lo passiamo attraverso 4 quarzi, e addirittura amplifichiamo tale segnale con una lampada GU81M (in modalità “luce” - a 1500 V all'anodo! L) - i vicini saranno “deliziati”. .. Ne ho già avvertito nella descrizione "Portable TRX". Di seguito fornisco le "immagini" calcolate teoricamente di uno ZQ a sei cristalli e la risposta in frequenza combinata su un grafico di filtri a tre-quattro-sei cristalli.

Non dovremmo parlare di “semplice” soppressione del lato non funzionante, ma di soppressione di esso in base alla disaccordatura rispetto alla frequenza dell'oscillatore di riferimento. È chiaro che la soppressione sarà diversa quando viene scordata la frequenza di riferimento, ad esempio a 500 Hz o 3 KHz. Approssimativamente la metà della banda passante virtuale (immagina la risposta in frequenza speculare del filtro a sinistra della frequenza di riferimento) della banda laterale “non soppressa” sarà al di sotto della frequenza dell'oscillatore di riferimento di 2 KHz - questo è in un 6 cristalli teoricamente calcolato frequenza del filtro 8860,5 MHz - l'attenuazione su di esso è di -70 dB, che è abbastanza sufficiente per questa classe di ricetrasmettitori. Naturalmente, in realtà spesso risulta peggio, il che è legato sia alla qualità della produzione dei filtri stessi, sia alla qualità della produzione e alla configurazione della scheda principale. A proposito, se vuoi calcolare e vedere la risposta in frequenza dei filtri di quei cristalli di quarzo che sono stati acquistati per caso sul mercato radiofonico e non c'è voglia di realizzarli prima (perché sei troppo pigro e davvero non ce ne sono strumenti) a questo scopo consiglio di prestare molta attenzione al programma per il calcolo dei filtri al quarzo, una versione demo del quale mi è stata gentilmente fornita da Anatoly UA1OJ durante la preparazione di questo articolo. Il programma è stato compilato non solo da un programmatore che immagina vagamente "cosa sono queste piccole scatole di ferro?", ma sotto l'occhio vigile di un operatore radiofonico che sa in prima persona come vengono assemblate tali "scatole". Sebbene io sia più vicino nello spirito alla produzione pratica e al test della risposta in frequenza su dispositivi con un progetto di filtro reale che alla "teorizzazione" utilizzando i pulsanti del computer…..

Risposta in frequenza end-to-end del TRX RA3AO, misurata da Georgy UT5ULB -

Quando si controllano e si impostano percorsi IF con filtri al quarzo o singoli filtri al quarzo, la maggior parte dei radioamatori ha problemi su dove ottenere un segnale di prova. Non è sempre possibile misurare indirettamente i parametri utilizzando i mixer del ricevitore. Non tutti i generatori di misurazione multifunzionali di precisione disponibili e relativamente economici coprono la gamma di frequenza di 30...90 MHz, oppure la stabilità dei generatori RF convenzionali (con una funzione di frequenza di frequenza) non consentirà una misurazione e una regolazione accurate delle caratteristiche del quarzo filtri. Ma il più delle volte tali apparecchiature semplicemente non sono disponibili ed è irragionevole acquistare un generatore costoso solo per questo lavoro.

Questo articolo descrive un oscillatore controllato in tensione (VCO) a due canali con un intervallo di sintonia piccolo (diverse decine di kilohertz), una frequenza centrale di 2...90 MHz, una resistenza di uscita di 50 Ohm e un segnale di uscita con un picco intervallo da -a picco di 100...300 mV. Il dispositivo è progettato per funzionare come parte di un misuratore di risposta in frequenza invece che come misuratore di risposta in frequenza e può anche funzionare insieme a un altro generatore di segnale a dente di sega.

Per ottenere un funzionamento stabile del VCO, sono stati utilizzati risonatori ceramici economici e accessibili come elementi di regolazione della frequenza per frequenze di 2...12 MHz e un'ulteriore moltiplicazione della frequenza. Naturalmente, una moderna base di elementi consentirebbe di risolvere lo stesso problema utilizzando generatori DDS o generatori con PLL (con un microcontrollore e il software corrispondente), ma la complessità di un tale dispositivo supererebbe la complessità dell'apparecchiatura da testare. Pertanto, l'obiettivo era creare un generatore semplice utilizzando gli elementi disponibili e non doversi occupare della produzione di induttori, e anche configurare il dispositivo utilizzando semplici strumenti di misura.

Il dispositivo è suddiviso in unità funzionali separate che possono essere montate o meno, a seconda delle esigenze del proprietario. Ad esempio, se si dispone di un generatore DDS multifunzionale, non è possibile assemblare i generatori e utilizzare solo moltiplicatori di frequenza e il filtro principale per raggiungere la frequenza finale. Per evitare un funzionamento instabile, consiglio di utilizzare esclusivamente microcircuiti CMOS della serie 74ACxx nella parte ad alta frequenza.

La scheda del dispositivo (Fig. 1) con dimensioni di 100x160 mm è progettata in modo tale da poter essere realizzata su un lato (il lato superiore su cui si trovano tutti gli elementi tranne i cavi del ponticello) o su due lati se si prevede di utilizzare il dispositivo a frequenze superiori a 25 MHz. La numerazione degli elementi sullo schema elettrico e sulla scheda inizia dal numero assegnato al nodo in cui sono compresi. Nella fig. La Figura 2 mostra l'installazione degli elementi su una versione unilaterale del pannello. In questo caso, i pin del microcircuito nella confezione DIP sono saldati dal lato dei conduttori stampati, il che richiede particolare attenzione.

Riso. 1. Dimensioni scheda dispositivo 100x160 mm

Riso. 2. Installazione di elementi su una versione unilaterale del pannello

I risonatori ceramici hanno una buona stabilità di frequenza a breve termine, che consente di utilizzare il loro segnale per impostare filtri al quarzo e misurare in modo affidabile le loro pendenze ripide. L'intervallo di interrisonanza di tali risonatori è un ordine di grandezza maggiore di quello del quarzo. Possono essere introdotti senza problemi in frequenza del +0,3...-2% del valore nominale. Nella tabella La Figura 1 mostra i parametri principali dei risonatori piezoceramici acquistati nel 2015 in Russia e il loro intervallo di sintonizzazione della frequenza nel caso di costruzione di un generatore basato sugli elementi logici del microcircuito 74AC86.

Tabella 1

Tipo di risonatore 1)	Frequenza nominale, MHz	Numero di pin	Frequenza minima 2), MHz	Frequenza massima 3), MHz

1) P - risonatori della serie ZTA, PC - risonatori della serie ZTT (con condensatori incorporati), D - discriminatore (per l'uso in rilevatori FM). 2) Con due condensatori da 280 pF. 3) Con due condensatori da 20 pF.

I risuonatori ceramici per frequenze più alte (più di 13 MHz) sono ovviamente prodotti utilizzando una tecnologia diversa e la loro gamma di sintonizzazione della frequenza è molto ridotta. I risonatori della serie ZTT hanno condensatori incorporati, quindi è molto più difficile sintonizzarli in frequenza e non è sempre possibile ottenere la frequenza nominale.

Nella tabella 2 mostra i valori di frequenza IF più comuni in vari dispositivi di ricezione radio (RPU) e ricetrasmettitori, nonché le opzioni per generare queste frequenze utilizzando risonatori ceramici. L'analisi dei coefficienti di moltiplicazione o divisione richiesti rivelerà la necessità di utilizzare la moltiplicazione per due per espandere il numero di opzioni possibili e garantire la qualità del segnale.

Tavolo 2

SE, MHz	Applicazione principale	Frequenza del generatore, MHz
SE, MHz	Applicazione principale	opzione 1	opzione 2	Opzione 3	Opzione 4
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Ricetrasmettitori fatti in casa
	Standard
	IC ricetrasmettitore R-75
	Ricetrasmettitori CB
	Standard
	RPU civile
	Standard

	Ricetrasmettitori YAESU
	Ricetrasmettitori
	Centrali domestiche
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Centrali domestiche

	Ricetrasmettitori ICOM
	Brigantino dell'RPU
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	IC ricetrasmettitore R-75
	Ricetrasmettitori

	RPU EKD(PIL)
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Ricetrasmettitori
	Radiocomandi fatti in casa

Per comprendere il funzionamento dei moltiplicatori di frequenza proposti, presenterò brevemente i parametri importanti degli spettri dei segnali di uscita degli elementi logici CMOS della serie 74AC. Questi elementi ad alta velocità funzionano con una tensione di alimentazione di 2...6 V e, senza carico capacitivo, il tempo minimo di salita degli impulsi in uscita è di 1 ns, il che consente di ottenere componenti spettrali significative fino ad una frequenza di 250 MHz. Allo stesso tempo, la resistenza di uscita degli elementi è di circa 25 Ohm, il che rende più facile ottenere energia significativa da componenti armoniche più elevate. La caratteristica di trasferimento degli elementi logici di questa serie è simmetrica e lo stadio di uscita ha la stessa capacità di carico e velocità di commutazione per la corrente di dispersione e di abbassamento. Pertanto, il segnale di uscita degli elementi logici e dei flip-flop della serie 74ACxx fino a frequenze di 30 MHz può essere considerato ideale e tutte le leggi della matematica relative agli spettri dei segnali pulsati possono essere applicate nella pratica con elevata precisione.

Un segnale rettangolare con la stessa durata dell'impulso t e pausa t p è la cosiddetta onda quadra (duty factor Q = T/t e = 2, dove T è il periodo di ripetizione dell'impulso T = t e +t p, ma a volte il termine “ duty cycle”, il duty cycle inverso K = 1/Q), contiene nello spettro, oltre alla prima armonica (F 1 = 1/T - frequenza fondamentale), anche armoniche dispari (2n+ 1)F 1, dove n = 1, 2, 3.... In pratica, la soppressione delle armoniche pari può raggiungere i 40 dB senza l'uso di misure speciali e per ottenere una soppressione fino a 60 dB è necessario garantire stabilità a lungo termine dei parametri degli elementi utilizzando OOS e con un'ulteriore attenta regolazione.

L'esperienza ha dimostrato che i divisori di frequenza in due (flip-flop D e flip-flop JK della serie 74ACxx, nonché il divisore di frequenza 74AC4040) a frequenze fino a 4 MHz forniscono tale soppressione fino a 60 dB. Ad una frequenza di uscita di 30 MHz diminuisce a 30 dB e a frequenze superiori a 100 MHz non vi è alcuna soppressione pronunciata delle armoniche pari.

L'onda quadra è quindi di particolare importanza nei moltiplicatori di frequenza a causa della relativa purezza dello spettro, che semplifica i filtri successivi. Per questo motivo il dispositivo proposto prevede elementi per la regolazione della simmetria del segnale. Le caratteristiche di uscita quasi ideali degli elementi della serie 74ACxx consentono, senza l'uso di un analizzatore di spettro con elementi di regolazione, di ottenere la forma del segnale desiderata misurando la tensione CC media in uscita. La soppressione delle armoniche pari fino a 40...50 dB a frequenze fino a 20 MHz si ottiene senza problemi.

Il ciclo di lavoro (fattore di lavoro) del segnale di uscita può essere misurato utilizzando un multimetro digitale in modalità di misurazione della tensione CC (ingresso R ≥ 10 MΩ), senza modificare il limite di misurazione (Fig. 3). Innanzitutto, il multimetro viene calibrato, per questo viene collegato tramite un resistore con una resistenza di 33...100 kOhm alle linee di alimentazione (direttamente ai terminali corrispondenti del microcircuito). Poiché la resistenza di ingresso del multimetro è 10 MOhm, le sue letture (Uk) saranno inferiori dello 0,3...1% rispetto alla tensione di alimentazione. Il resistore, insieme a tutte le capacità dei fili e all'ingresso del multimetro, forma un filtro passa-basso per il segnale ad alta frequenza. Se all'uscita dell'elemento logico è presente un segnale a impulsi con Q = 2, il multimetro indicherà U out = 0,5U k. In Fig. La Figura 4 mostra lo spettro del segnale all'uscita del generatore del microcircuito 74AC86 senza particolari misure di bilanciamento; la soppressione della seconda armonica rispetto alla prima è di circa 36 dB. Questo non è molto utile per lavorare con i moltiplicatori di frequenza.

Riso. 3. Misura del ciclo di lavoro (duty factor) del segnale di uscita

Riso. 4. Spettro del segnale all'uscita del generatore del microcircuito 74AC86

Se la simmetria del segnale di uscita viene interrotta, altre componenti spettrali possono essere soppresse. Ad esempio, quando Q = 3 (Fig. 5), le armoniche multiple di tre vengono soppresse nel segnale di uscita (Fig. 6). Anche la definizione di tale modalità viene eseguita utilizzando un multimetro, ma è sufficiente ottenere la tensione media U = 0,333U k (o 0,666U k). Questa opzione è particolarmente interessante se devi moltiplicare per due o quattro. Ad armoniche più elevate, il costo dei filtri rende già difficile l'applicazione pratica di questa opzione.

Riso. 5. Spettro del segnale

Riso. 6. Spettro del segnale

Pertanto, l'onda quadra è ideale per ottenere armoniche dispari del segnale, fino alla settima. Quelli più alti sono già molto attenuati e la loro estrazione richiederebbe filtri e amplificatori complessi. La seconda e la quarta armonica si ottengono meglio con un duty cycle del segnale di uscita Q = 3. Se nello spettro sono necessarie tutte le armoniche vicine, è necessario impostare Q = 2,41 (K = 41,5%).

C'è una nota importante qui. A volte capita che l'interferenza proveniente dall'oscillatore locale o dal sistema PLL del microcontrollore “vaghi” nel ricevitore. Selezionando abilmente il ciclo di lavoro del segnale di clock, è possibile sopprimere alcune armoniche interferenti. Ma in generale, il fondo complessivo delle armoniche del segnale di clock può essere ridotto se per impostazione predefinita il suo ciclo di lavoro è impostato esattamente su Q = 2.

Il dispositivo proposto utilizza principalmente elementi logici CMOS operanti in modalità lineare. Per questo, viene utilizzata la modalità inverter (se l'elemento è a due ingressi, il secondo ingresso è collegato a un filo comune o linea di alimentazione) e viene introdotto il feedback CC (Fig. 7) per mantenere il punto di funzionamento al centro del caratteristica di trasferimento. Il resistore R3 fornisce OOS e con l'aiuto dei resistori R1 e R2 è possibile spostare la posizione del punto operativo sulla caratteristica di trasferimento. Questo circuito permette anche di bilanciare gli elementi logici della serie 74xCTxx, che hanno una soglia di commutazione di circa 1,2 V (con una tensione di alimentazione di 3,3 V). Il criterio per una corretta impostazione è impostare la tensione di uscita al 50% dell'alimentazione. La resistenza del resistore R2 viene scelta quanto più grande possibile in modo che abbia meno influenza sui circuiti del segnale di ingresso.

Riso. 7. Schema del dispositivo

La pendenza della caratteristica di trasferimento corrisponde ad un guadagno di tensione di 30...40 dB. Pertanto, un segnale di ingresso con una tensione di diverse decine di millivolt porta già ad una variazione dell'uscita da zero al massimo. Per ridurre il rumore durante il passaggio da uno stato all'altro, è necessario fornire all'ingresso una certa velocità di aumento del segnale (per la serie 74ACxx - circa 125 mV/ns). In questo caso esiste una frequenza limite inferiore alla quale non si verificano rumori di disturbo o autoeccitazione durante il passaggio attraverso la sezione attiva della caratteristica.

Se all'ingresso della porta logica è abilitato un circuito LC parallelo, è possibile fornire segnali di ingresso a frequenza più bassa senza causare rumore. Con una tensione di alimentazione di 3,3 V alla frequenza di 3 MHz, l'oscillazione minima della tensione è di 0,5...1 V. Per funzionare a frequenze più basse è necessario utilizzare elementi logici delle serie 74HCxx, MM74Cxx, 40xx.

Sulla base dell'elemento EXCLUSIVE OR (chip 74AC86), puoi facilmente creare un moltiplicatore di frequenza per due se il segnale viene applicato direttamente a un ingresso, all'altro ingresso attraverso una linea di ritardo basata su un circuito RC (Fig. 8). Se la costante di tempo del circuito RC (τ) è significativamente inferiore al periodo di ripetizione degli impulsi T, otterremo brevi impulsi in uscita ad ogni caduta di tensione in ingresso, cioè il numero di impulsi (e quindi la loro frequenza) sarà raddoppiato. All'aumentare del ritardo (costante di tempo del circuito RC) sul condensatore C1, il segnale diventa triangolare e la sua ampiezza diminuisce, quindi la precisione di commutazione diminuisce e la qualità del segnale si deteriora: i fronti “galleggiano” con il rumore. Tale moltiplicatore opera stabilmente a τ

Riso. 8. Moltiplicatore di frequenza

Lo spettro del segnale in uscita risulterà ancora più pulito nel caso di Q = 3 (Fig. 9). In questo caso, il moltiplicatore “darà” armoniche in uscita alle frequenze 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1, ecc.). Solo le armoniche su 2F 1 e 4F 1 sono di importanza pratica, e la soppressione delle armoniche con frequenze F 1, 3F 1, 5F 1 e 6F 1 aiuta. Con questa impostazione, l'uscita dovrebbe essere U out = 0,333 U k.

Riso. 9. Spettro di uscita

Riso. 10. Spettro del segnale

Lo schema a blocchi del generatore di misura è mostrato in Fig. 11. Il circuito fornisce due generatori (G1, G2) dello stesso design per espandere la funzionalità del dispositivo. Dopo di loro, la moltiplicazione della frequenza intermedia avviene nel moltiplicatore-divisore di frequenza U1 o nel moltiplicatore di frequenza U2. Il fattore di moltiplicazione è uno, due, tre o quattro. Inoltre, nel moltiplicatore-divisore di frequenza U1, la frequenza del segnale può essere divisa per due o quattro prima di moltiplicarsi. Nel mixer, all'uscita dell'elemento DD1 e dopo il filtro passa basso Z3 (frequenza di taglio - 100 kHz), viene generato un segnale alla frequenza F = |n 1 F gun1 - n 2 F gun2 |. Il mixer funziona anche sugli armonici.

Riso. 11. Schema a blocchi del generatore di misura

Il modulatore contiene gli elementi DD2, DD3, Z1 e Z2, che formano il ciclo di lavoro del segnale necessario per l'ultimo stadio di moltiplicazione. Con ciclo di lavoro Q = 2 gli elementi Z1 e Z2 non sono necessari. DD4 e DD5 funzionano come amplificatori buffer, inoltre possono essere modulati a impulsi.

Il generatore G3 genera brevi impulsi per simulare il rumore impulsivo, viene attivato da un livello elevato del segnale SPON. Se la sua frequenza viene ridotta di 100...1000 volte (aumentando la capacità dei condensatori corrispondenti), la dinamica dell'AGC o del soppressore di rumore può essere regolata nell'RPU.

Utilizzando i filtri Z4 e Z5, l'armonica desiderata viene isolata e gli amplificatori A2 e A3 forniscono ai segnali il livello richiesto. All'uscita GEN-3 è possibile creare un segnale combinato utilizzando i ponticelli S1 e S2.

L'alimentatore (PSU) fornisce una tensione di 3,3 V ai componenti del dispositivo, ed è inoltre disponibile un'uscita di tensione di +3,9 V per l'alimentazione delle apparecchiature a bassa potenza da testare (radio TECSUN, DEGEN, ecc.). dell'alimentatore può essere alimentato con una tensione di +5 V dalla porta USB o dal caricatore di un telefono cellulare, nonché da un alimentatore di rete non stabilizzato con una tensione di uscita di 5...15 V. La corrente consumata dall'apparecchio dipende dalla frequenza dei generatori e non supera i 70 mA quando completamente equipaggiati.

La parte successiva dell'articolo fornirà una descrizione dettagliata del circuito del dispositivo e alcuni esempi specifici della sua configurazione per il funzionamento sulle IF comunemente incontrate nelle unità di controllo radioamatoriali.

Filtro semplice ed economico per SSB

Vorontsov A. RW6HRM propone, in alternativa ai campi elettromagnetici, l'utilizzo di un circuito di filtraggio al quarzo semplice e, soprattutto, economico. L'articolo è rilevante a causa della scarsità e dell'alto costo di questi elementi.

Recentemente, molto spesso nelle pubblicazioni Internet ci sono "lacrime" di radioamatori alle prime armi, dicono, è difficile ottenere un campo elettromagnetico, è costoso, un filtro al quarzo è difficile da realizzare, sono necessari strumenti, ecc. In effetti, ora è piuttosto problematico procurarsi un buon nuovo campo elettromagnetico, ciò che viene offerto sul mercato è ampiamente utilizzato senza garanzia di normale funzionamento e costruire un filtro al quarzo anche sul quarzo disponibile in commercio a 8,86 MHz senza avere il controllo e la strumenti di misurazione, “allo spioncino”, impossibile. A prima vista la situazione non è così rosea...

Tuttavia, esiste un'opzione per realizzare un semplice filtro al quarzo per un trasmettitore o ricetrasmettitore SSB a bassa frequenza abbastanza semplice e, soprattutto, economico. Basta passeggiare nei negozi di radio e vedere i cristalli di quarzo "a due gambe" in vendita per telecomandi per frequenze da 450 a 960 kHz. Queste parti sono realizzate con tolleranze abbastanza ampie sulle frequenze generate, il che ci dà il diritto di scegliere sia la frequenza intermedia utilizzata che la larghezza di banda del filtro da realizzare. Faccio subito una prenotazione: l'idea non è mia, è stata precedentemente testata dal radioamatore svedese HARRY LYTHALL, SM0VPO, e ve lo comunico solo (dopo aver realizzato io stesso diversi filtri).

Quindi, quello di cui abbiamo bisogno per selezionare il quarzo è un semplice generatore a tre punti e un frequenzimetro o un ricevitore radio con un frequenzimetro che copra la banda amatoriale di 160 metri. Da un gruppo di quarzi, dobbiamo selezionarne due con una spaziatura delle frequenze generate di 1 - 1,5 kHz. Se utilizziamo il quarzo ad una frequenza di 455 kHz, è più conveniente sintonizzarsi sulla quarta armonica (circa 1820 kHz, ottenendo una spaziatura di 4 - 4,5 kHz) e, se 960 kHz, sulla seconda (1920 kHz, spaziatura 2 - 2, 5 kHz).

Il circuito CL1 in questo esempio è il carico dello stadio amplificatore precedente; questo è un circuito standard da 455 kHz di qualsiasi ricevitore AM prodotto all'estero. È inoltre possibile utilizzare i dati della letteratura radioamatoriale per circuiti fatti in casa a una frequenza di 465 kHz, riducendo il numero di giri del 5%. I punti indicano l'inizio delle bobine di comunicazione L2 e L3, per loro sono sufficienti 10-20 giri. È del tutto possibile installare un filtro immediatamente dopo il mixer, ad esempio uno ad anello con quattro diodi. In questo caso, otterrai già un trasformatore 1:1:1, che può essere realizzato su un anello F600 con un diametro esterno di 10 - 12 mm, il numero di spire del filo triplo ritorto PEL-0,1 - 10 - 30. Il condensatore C nel caso di un trasformatore, ovviamente, non è necessario. Se il secondo stadio dell'amplificatore è realizzato su un transistor, è possibile utilizzare un resistore da 10 kOhm nel circuito di base di impostazione della corrente, quindi non è necessario un condensatore di isolamento da 0,1 μF. E se questo filtro viene utilizzato in un semplice circuito radio, la resistenza può essere eliminata.

Ora dal restante mucchio di quarzo dobbiamo selezionarne uno adatto per l'oscillatore di riferimento. Se selezioniamo il quarzo a 455 kHz ai valori indicati nel diagramma, all'uscita del filtro otterremo una banda laterale inferiore, se a 454 kHz ne otterremo una superiore. Se non è rimasto più quarzo, è del tutto possibile assemblare un oscillatore di riferimento utilizzando un circuito capacitivo a tre punti e, selezionando la sua frequenza, regolare il filtro risultante. In questo caso il generatore dovrà essere realizzato con accorgimenti maggiorati per quanto riguarda la sua stabilità termica.

L'accordatura può essere effettuata anche a orecchio, utilizzando le portanti delle stazioni radio, ma lasciamo questo piacere ai “musicisti” più o meno esperti. Per l'installazione sarebbe bello avere un generatore di suoni e un oscilloscopio. Forniamo un segnale dal generatore sonoro con una frequenza di 3 - 3,3 kHz all'amplificatore del microfono (supponendo che il filtro sia già nel circuito del trasmettitore), colleghiamo un oscilloscopio all'uscita del filtro e spostiamo la frequenza dell'oscillatore di riferimento finché il livello del segnale in uscita dopo il filtro non diminuisce minimamente. Successivamente controlliamo il limite inferiore della trasmissione del filtro applicando una frequenza di 300 Hz da un generatore sonoro all’ingresso del microfono. A proposito, per aumentare il limite inferiore della larghezza di banda di trasmissione di un amplificatore microfonico alle frequenze audio, è sufficiente installare condensatori di transizione con una capacità di circa 6800 pF o inferiore, e per il limite superiore, in ogni caso, sarebbe sarebbe bene installare almeno un filtro passa-basso single-link.

È tutto. Come puoi vedere, non dovrai sostenere grandi costi nella produzione di questo filtro e il segnale sarà abbastanza presentabile. Naturalmente, data la sua semplicità, non è più consigliabile utilizzarlo nei trasmettitori della seconda categoria, ma per 1,8 - 7 MHz sarà più che sufficiente. Secondo i risultati della misurazione, questo disegno classico coincide completamente con quello descritto nei libri di consultazione (ad esempio, il Manuale sulle onde corte di Bunin e Yaylenko): la parte inferiore della caratteristica è leggermente stretta. L'attenuazione nella banda passante è di circa 1 - 2 dB, dipende dalla qualità dei risonatori utilizzati. Ma se trovi un modo ancora più economico per andare in onda con SSB (eccetto la fase), fammi sapere

Miglioramento della risposta in frequenza del filtro al quarzo "Leningrado".

S. Popov RA6CS

Quando si implementano i filtri di frequenza, è necessario tenere conto delle specificità della loro applicazione. Abbiamo già discusso in precedenza che i filtri attivi (molto spesso) sono convenienti da utilizzare per implementare filtri passa-basso relativamente. È conveniente utilizzarlo nell'intervallo di frequenza da centinaia di kilohertz a centinaia di megahertz. Queste implementazioni di filtro sono abbastanza comode da produrre e in alcuni casi possono essere sintonizzate in frequenza. Tuttavia, hanno una bassa stabilità dei parametri.

Il valore di resistenza dei resistori nel filtro non è costante. Cambia a seconda della temperatura, dell'umidità o dell'invecchiamento degli elementi. Lo stesso si può dire del valore di capacità del condensatore. Di conseguenza cambiano le frequenze di sintonia dei poli del filtro e i loro fattori di qualità. Se il guadagno del filtro è pari a zero, cambiano anche le loro frequenze di sintonizzazione. Come risultato di queste modifiche, il filtro cambia il suo formato . Dicono di un tale filtro che "cade a pezzi"

Una situazione simile si verifica con i filtri LC passivi. È vero, nei filtri LC la dipendenza del polo o della frequenza zero dipende meno dal valore di induttanza e capacità. Questa dipendenza è proporzionale alla radice quadrata, in contrasto con la dipendenza lineare nei circuiti RC. Pertanto, i circuiti LC hanno una maggiore stabilità dei parametri (circa 10 −3).

Applicando determinate misure (come l'uso di condensatori con TKE positivo e negativo, stabilizzazione termica), la stabilità dei parametri dei filtri descritti può essere migliorata di un ordine di grandezza. Tuttavia, quando si creano attrezzature moderne, ciò non è sufficiente. Pertanto, a partire dagli anni '40 del XX secolo, si ricercarono soluzioni più stabili.

Durante la ricerca si è constatato che le vibrazioni meccaniche, soprattutto nel vuoto, hanno perdite inferiori. Sono stati sviluppati filtri su diapason e corde musicali. Le vibrazioni meccaniche venivano eccitate e poi rimosse da induttori utilizzando un campo magnetico. Tuttavia, questi progetti si sono rivelati costosi e ingombranti.

Quindi la conversione dell'energia elettrica in vibrazioni meccaniche cominciò ad essere effettuata utilizzando effetti magnetostrittivi e piezoelettrici. Ciò ha permesso di ridurre le dimensioni e il costo dei filtri. Come risultato della ricerca, si è scoperto che le piastre di cristallo di quarzo hanno la massima stabilità della frequenza di vibrazione. Inoltre, hanno un effetto piezoelettrico. Di conseguenza, i filtri al quarzo sono di gran lunga il tipo più comune di filtro di alta qualità. La struttura interna e l'aspetto del risuonatore al quarzo sono mostrati nella Figura 1.

Figura 1. Struttura interna e aspetto di un risonatore al quarzo

I risonatori a cristallo singolo sono usati raramente nei filtri a cristallo. Questa soluzione è solitamente utilizzata dai radioamatori. Attualmente è molto più redditizio acquistare un filtro al quarzo già pronto. Inoltre, il mercato offre solitamente filtri per le frequenze intermedie più comuni. I produttori di filtri al quarzo utilizzano un'altra soluzione per ridurre le dimensioni. Su una piastra di quarzo vengono depositate due coppie di elettrodi che formano due risonatori collegati acusticamente. L'aspetto di una piastra di quarzo con un design simile e un disegno dell'alloggiamento in cui è posizionata sono mostrati nella Figura 2.

Figura 2. Aspetto di una piastra di quarzo con due risonatori, disegno dell'alloggiamento e aspetto del filtro al quarzo

Questa soluzione è chiamata coppia di quarzo. Il filtro al quarzo più semplice è costituito da una coppia. La sua designazione grafica è mostrata nella Figura 3.

Figura 3. Designazione grafica di una coppia di quarzi

Il doppio quarzo è elettricamente equivalente al circuito del filtro passa banda con due circuiti accoppiati mostrato in Figura 4.

Figura 4. Circuito di filtro a doppio circuito equivalente a un gemello al quarzo

La differenza sta nel fattore di qualità ottenibile dai circuiti, e quindi nella larghezza di banda del filtro. Il guadagno è particolarmente evidente alle alte frequenze (decine di megahertz). I filtri al quarzo del quarto ordine sono realizzati su due coppie collegate tra loro mediante un condensatore. L'input e l'output di questi due non sono più equivalenti, quindi sono indicati da un punto. Lo schema di questo filtro è mostrato nella Figura 5.

Figura 5. Circuito del filtro al quarzo del quarto ordine

I filtri L1C1 e L2C3, come al solito, sono progettati per trasformare la resistenza di ingresso e di uscita e portarle al valore standard. I filtri al quarzo dell'ottavo ordine sono costruiti in modo simile. Per realizzarli vengono utilizzati quattro gemelli al quarzo, ma a differenza della versione precedente, il filtro è realizzato in un unico alloggiamento. Un diagramma schematico di tale filtro è mostrato nella Figura 6.

Figura 6. Diagramma schematico di un filtro al quarzo dell'ottavo ordine

Il design interno di un filtro al quarzo dell'ottavo ordine può essere studiato dalla fotografia del filtro con il coperchio rimosso, mostrata nella Figura 7.

Figura 7. Progettazione interna di un filtro a cristalli dell'ottavo ordine

La foto mostra chiaramente quattro duali al quarzo e tre condensatori a montaggio superficiale (SMD). Un design simile è utilizzato in tutti i filtri moderni, sia penetranti che montati in superficie. Viene utilizzato da produttori nazionali ed esteri di filtri al quarzo. Tra i produttori nazionali possiamo citare JSC Morion, LLC NPP Meteor-Kurs o il gruppo di imprese Piezo. L'elenco delle referenze mostra alcuni produttori esteri di filtri al quarzo. Va notato che il progetto mostrato nella Figura 7 può essere facilmente implementato in contenitori a montaggio superficiale (SMD).

Come possiamo vedere, ora non ci sono problemi ad acquistare un filtro al quarzo già pronto con dimensioni minime e ad un prezzo accessibile. Possono essere utilizzati per progettare ricevitori, trasmettitori, ricetrasmettitori o altri tipi di apparecchiature radio di alta qualità. Per facilitare la navigazione tra i tipi di filtri al quarzo offerti sul mercato, presentiamo un grafico delle dipendenze tipiche della risposta in ampiezza-frequenza dal numero di risonatori (poli), fornito da SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL